极热的平面电感器怎么办？

我在做什么：

我正在设计一个DCDC转换器，以从18v-36v的输入电源产生±24v。为此，我使用TI TPS54160，并按照文档创建具有宽输入电压的分离式导轨电源。

为了节省空间，我设计了一个采用分体式变压器铁芯的平面变压器。我在变压器的每一侧都放了12匝，根据磁芯的数据表，它应该给出244uH（12x12x1700nH）。

添加：

我一直在使用TI提供的基于Excel的计算器来计算正确的组件值。该计算器专门用于使用该IC设计此电路拓扑。

问题：

问题在于，在500kHz的开关频率下，变压器变得非常热。如果降低开关频率，则可以使其温度降低一些，但是如果降低得太多，电路将不再具有足够的驱动电流。

我的问题：

我应该在版本2中尝试什么？物理上更大的变压器铁芯会有所帮助吗？我应该尝试减少变压器的匝数吗？以500kHz计算，我只需要65uH，因此我可以降低到8圈。

power-supply transformer dc-dc-converter

— 火箭磁铁
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您有什么方法可以测量线圈电流吗？您可能会饱和。

— 丹尼尔（Daniel）

试图而不是计算度量事物？绕组或铁芯会变热吗？波形看起来还好吗？

— PlasmaHH 2015年

@PlasmaHH-我无法分辨是绕组还是铁芯，因为绕组完全被铁芯包围。我的直觉是它是核心，只是因为它升温的速度。

— Rocketmagnet

@Daniel-嗯，我刚刚测量了线圈电流，好像是24A左右！（0.05V感应电阻两端为1.2v）。这样，比应该的要高。

— Rocketmagnet

您的绕组如何堆叠？（有多少层，它们是交错的，等等？）您是否测量了绕组的直流电阻？

— 亚当·劳伦斯

Answers:

问题在于所使用的磁芯没有间隙，因此电感会饱和。当开关打开时，具有反激式操作的拓扑将能量存储在磁芯中，从而使磁芯沿BH曲线向上移动。但是，对于不连续导通（DCM）的简单示例，当开关断开且电流下降至零时，B不会返回零，而会返回到升高的残余点。因此，可用的非常小，核心进入饱和状态。在这方面，连续传导（CCM）甚至更糟。 $\Delta B$

添加的间隙移动的残余点更接近零，给人一种可用。在有间隙的情况下，电感将由间隙而不是磁芯。考虑间隙铁心电感的电感。芯截面为，间隙长度为，绕组匝数为： $\Delta B$ $\mu$ $A_c$ $l_g$ $n$

$L_g$ = $\frac{n^2 A_c \mu _o}{l_g}$

还将最大绕组电流（）与间隙磁通量（）相关： $I_{\text{max}}$ $B_{\text{max}}$

$n I_{\text{max}}$ = $\frac{B_{\max } l_g}{\mu _o}$

通过从，，和，可以了解电感器的和是。令 = 100， = 0.2T， = 20 $L_g$ $B_{\text{max}}$ $A_c$ $I_{\text{max}}$ $l_g$ $n$ $L_g$ $\mu H$ $B_{\text{max}}$ $A_c$ $mm^2$

$l_g$ = =〜 $\frac{I_{\max }^2 L_g \mu _o}{A_c B_{\max }^2}$ $\frac{1 Amp^2 100\mu H \mu _o}{20 mm^2 0.2T^2}$ $0.16 mm$

和

$n$ = = = $\frac{i_{\max } L_g}{A_c B_{\max }}$ $\frac{1Amp 100\mu H}{20 mm^2 0.2T}$ $25 turns$

这种分析相当简化，遗漏了很多，但是给出了预期的想法。设计这些类型的电感器非常费力。您可以参考“ 电感和反激变压器设计 ”。

— 腮
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在我的回答中，我得出的结论是，磁化电流约为73mA（我当然可能会犯一个错误），并且在铁芯尺寸给定的情况下，这似乎还不足以引起铁芯饱和。

— 安迪（aka Andy）

@Andyaka，如果这是一个变压器，我会同意的。但这是具有直流偏置的电感器，它会限制可用的B。随着输出电压和负载电流的上升，铁芯将进入饱和状态。即使是DCM反激式，这通常也是一个问题，这是因为未留空的磁芯中留有很高的剩磁或残留水平。

— gsills

并非所有的反激式转换器都需要一个间隙-大量间隙不需要，而且正如我所说，磁电流仅为74 mA，MMF为0.9 At。核心的长度约为1.5厘米，因此H场约为60 At / m。纵观N97材料，它只是刚刚开始进入饱和区域，但是，考虑到TPS54160可以将其“ ON”时间降至130ns，我真的看不到它会进入饱和状态，因为过热发生在空载和中等负载下。

— 安迪（aka Andy）

我认为您使用的是N87材料，因此我将快速计算一下内容。在500 kHz时，电感器电流可以在1微秒（50:50占空比）内上升到某个值。您说它的电感为244 uH，所以在施加18V电压时，我希望电流会上升到：-

18V x 1 us / 244 uH = 74mA-这是磁化电流（它存储了下一个半周期释放的能量），但听起来确实非常低。存储在主绕组中的能量必须转移到输出，该能量为0.66 uJ（听起来仍然很低）。因此，可以转移到负载的功率为0.66 uJ x 500 kHz = 0.33瓦。

我认为您需要查看链接的数据表中的其他示例。我看到一个可以使用150 uH的电感器在高达30V的电压下工作并且在300 kHz下工作的设备，所以我认为您的主要损耗是绕组中的铜损耗-您是如何制造这些的？

我还要指出，N87材料在500 kHz时也会给您带来约5至10％的损耗，因此它可能不是最佳选择。

除此之外，还要确保在将初级绕组施加为正时，输出绕组会产生负电压。换句话说，绕组的相位是这种反激电路的基础。

我对这种不连续模式评估的理由是，尽管您可能希望以连续传导模式运行，但可以通过在DCM中查看它并尝试确定DCM是否处于正确的状态来获得一个合理的想法。

— 安迪（aka）
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PCB上的铁芯中心脚孔看起来如图所示。它镀在实际的PCB中了吗？如果是这样，那就解释了为什么您可能会有大电流。您有一个短路的转弯通过核心耦合。

— 多来
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