TL; DR
提出了一种基于稳压器拓扑的电路，该电路可稳定在任何容性负载中，其中包括一个与输出电流串联的二极管。该二极管两端产生的电压标称值是电流的对数，从而可以在单个电压范围内测量很大范围的电流。在仿真中已经证明了出色的动态稳定性。
在低电流下，电路有噪声且缓慢（没有太大的惊喜）。目前的结果表明，在低电流下，对于1uA及以上电流的10uS稳定时间，稳定时间为+/- 5％rms，对于低至1nA的电流，稳定时间增加为1秒。
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我怀疑您不需要高精度。您只认为自己这样做是因为它具有从nA到500mA的巨大范围。显然，在500mA时+/- 1nA会要求精确的精度。我怀疑500mA时+/- 10％的电流，几nA时+/- 10％的电流以及覆盖两个范围而无需切换的单个范围会很有用。
我最初提出的最初想法是建议，该想法显示在帖子底部供参考。
不幸的是，它具有致命的缺陷。虽然它可以很好地指示1nA，但随着电流突然增加，由于其内部补偿和C1，运算放大器输出最初不会移动。结果，输出电压会暂时下降超过1v（需要使电流流过Q1和D1），这将严重使该线路提供的任何MCU感到尴尬。
“解决方案”是将MCU电源轨去耦电容纳入分析之中。但是，MCU线上多余的C会引起不稳定，因为它与运算放大器的反相输入并联，实际上在我们想要的大范围内都无法补偿。
因此，下一个想法是“虽然基本上是一个跨阻放大器，尽管它具有非常非线性的反馈电阻，但它们如何稳定？” 对这些内容的快速搜索使我进入了Bob Pease的文章（Nat Semi的RAP，Bob Pease-必须为任何模拟设计师阅读。如果您从此答案中除此以外，请挖出并阅读他的一些东西！）
很快就可以看出，运算放大器反相节点上的假定电容尽管比pF大，但与VCC线路上的10uF相比却很小，而高速调整假定了恒定的反馈电阻，因此这种拓扑不是入门级的。
所以我当时想，如果电流变化时我们不希望MCU掉电，它必须表现得像稳压器。我记得LDO的钽与陶瓷输出电容器的问题。依靠钽的半欧姆ESR保持稳定的架构对于陶瓷而言并不稳定。更改拓扑以容许陶瓷的零ESR时，它们可以容许大于指定最小值的任何较大值。
为了应对较大的输出电容器，它被设计为主导极，输出电流源将其转换为积分器，从而使控制链的其余部分相移小于45度。一旦进行了翻转，输出电容器可以是任何更大的尺寸，并且LDO仍将保持稳定。稳压器的输出电容器在发生电流变化事件时提供所有电压保持。
现在，我搜索了LDO应用笔记。结果是新设计。它与最初的DC概念大致相似，但围绕输出电容器构建，并利用为陶瓷设计的LDO采用的技巧来获得足够的稳定性。
分析
Q2是串联PNP器件，配置有R2作为电流输出。该特定类型是LTSpice库中的1Amp，200 hfe 150、50v，400MHz ft相当烹饪级的部件。I1将其偏置到标称10mA，以在突然需要将电流从零增加时减小所需的delta V，并提供大量的电流吸收器来应对电流输出的突然减小。
D1是我们的老朋友，非线性元件，输出电流通过该非线性元件产生对数电压。我已经在库中使用了1n4148。它与R1相连，以定义电流范围的底端（1nA为10mV），D3在电流突然减小时捕捉反向电压，而C2则提高了稳定性和输出过冲。请注意，如果将1N4148替换为功能更强大的1n400x类型，则其较高的电容将完全被C2吸收，因此可以很好地建模以获得稳定性。
我将为TL071建模。我首先尝试了GBW为1.5MHz的LTC1150，但一直难以获得合理的稳定性。然后，我切换到所示的LT1022。在8MHz GBW时，这要快一些，但是周围有很多快的零件。
如LDO应用笔记中所述，它周围的网络包括R3感测0v，C3稳定度以及R4向C3添加零。有了这些价值，希望就可以得出结论，这已经不错了。我敢肯定，做一些适当的分析可能会更好。与其使用更快的单位增益稳定放大器，不如使用失补偿的放大器，应该更好。
它看起来确实足够稳定。任何构建此电路用于愤怒的人都可能会发现更多无法建模的寄生虫，这些寄生虫会降低稳定性，但我建议他们从更快的放大器入手，以给自己留出更多的肘部空间。
I2为演示提供了与时间有关的电流负载。从参数字符串中可以看到，它以100nS的上升时间将100pA转换为100mA（因此在10MHz的一个周期内改变电流），然后又返回。二极管D2为仿真显示对数电流提供了一种方便的方法，并且不属于目标电路。
在进行仿真时，我希望所有“动作”都在0v附近，因此对于此处显示的-5、0v和+ 5v的电压轨，对于OP的应用分别读取0v，+ 5v和+ 10v。
这是整体瞬态图
对于100pA，输出电压的初始DC值为0.5mV，当我从1nA开始时，约为5mV，因此在1nA或以下时，我们有明显的辨别力。
当电流增加时，测量值会有轻微的过冲。
当电流减小时，压摆达到二极管极限。从100mA切换到100pA时，还有20mS的读取尾巴，我不知道如何改善它，也许有人提出了建议。降低到10nA时，仍然存在尾部，但是当降低到100nA或更高时，则不存在尾部。对于此应用程序，我想那没关系。
在接下来的三幅图中，我们研究了所有重要的输出轨电压稳定性。
从100pA增加到100mA
上行的瞬态电压仅为12mV，并且无跳动。您不会发现许多商用LDO能够在如此剧烈的电流变化下提供这种性能。
然后又回到100pA
如果没有D3提供反向导通，Vmeas将摆动至-ve轨一段时间而不是-0.6v。
下行轨道瞬变也被限制在12mV。您会看到速率限制向下转换，这是I1电流吸收的结果。
我不会说这是原则上的证明，但我认为这是非常合理的证明。该仿真包括许多寄生因素，Q2 Miller C，运算放大器的补偿，并且性能可与LDO媲美，我认为这是一个很好的基础，可以从此基础上开始开发可以在不同电流下以较大电流读取并为MCU供电的产品范围。
这显示Vmeas为输出。如原始文章中所述，如果相对于同一温度下的另一个二极管进行测量，则会提高热精度。Vmeas是低阻抗输出，因此使用简单的差分放大器非常简单。
像以前一样，对于D1不导通的电压，用较低阻值的电阻代替R1将提供更准确的线性范围输出。
噪音问题
现在已经开发出稳定的电路，我们可以开始研究噪声了。下图显示了在C2处装有一个1nF电容的运算放大器输入的增益。曲线覆盖100pA至100mA。100pA和1nA曲线在明亮的蓝色处无法区分，并且非常接近红色的10nA曲线。1uA是粉红色，1mA是深蓝色，100mA曲线最低，为紫色。
使用LTSpice的.noise模拟，并使用.measure积分在10mHz至10MHz带宽上的输出噪声，使用一个33nF的C2电容器，在电流1nA至100uA时产生相对恒定的2mV rms噪声，随着电流的增加噪声降低在100mA时达到100uV rms左右。
随着电流的逐步降低，C3值增加的代价是建立时间增加。到达最终值1mV以内的时间约为10mS至1uA，60mS至100nA，500mS至10nA和900mS至1nA。
当前的运算放大器LT1022在1kHz时要求几十个nV。鲍伯·皮斯（Bob Pease）的跨阻抗放大器文章早先提到，使用分立的低噪声FET作为复合放大器的前端，在低电流FET输入下3nV是可行的。使用这种改进的运算放大器可以将噪声水平降低一个数量级。
这是原始建议，仅供参考。
模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图
运算放大器将伺服流经Q1和D1的电流，以将输出电压维持在5v，因此您的MCU始终可以看到其正确的工作电压。
您在两个二极管之间测得的电压与D1电流与D2电流之比的对数成正比。虽然您可以单独使用D1两端的电压，但它取决于温度。此方法使用D2来补偿这种依赖性。