MOSFET的BJT推挽

我正在寻找一种用分立元件驱动MOSFET的方法。实际上，我需要驱动一堆MOSFET，电流为100-150A。而且我想知道是否有可能不使用驱动IC，从而对功能进行更多控制，降低复杂性，降低成本。

我尝试了使用电阻器和电容器的不同布置。我正在使用示波器监视振铃，上升/下降时间等。

问题在于，一旦引入电阻器，上升/下降时间就会变得非常长。

输入信号的上升/下降时间仅为约8-10 ns。仅使用BJT，就可以在相似的上升/下降时间轻松复制信号。但是一旦引入了栅极电容，上升/下降时间就会变得更长，例如300-2000 ns。

因此，我一直在尝试不同的方法来减少上升/下降时间：

方法A：NPN + PNP（电压跟随器？从Vcc采购电流？）

我做了以下电路，但没有意识到栅极电压永远不会超过输入信号电压。

我需要栅极电压大于10V才能使Rdson最小化。

^{模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

方法B：PNP + NPN

我尝试了不同的电阻器和电容器：

^{模拟该电路}

但是我发现：

• 该电容器减少了上升振铃，但增加了下降振铃，并且时间=>移除
• 除R2和R3之外的所有电阻器均对上升/下降特性产生不利影响=>已移除
• 使用针对R2和R3的电位计，我发现最佳电阻为R3 = 4k和R2 = 1.5k。
• 上升时间490ns，下降时间255ns。

我有点担心栅极电压降得不够低，例如似乎保持在400mV左右。尽管似乎在250mV时读取了地线，但也许面包板很烂。当信号恒定为低（关）时，栅极电压应有多低以防止热量积聚？

我想知道是否还有其他办法可以改善性能？

改进电路：

^{模拟该电路}

示波器：

注意：显然，输入信号是通过设置在示波器上反相的。我稍后会更新屏幕截图...

另外，我在以下屏幕截图中包括了PNP的基础。它应该看起来像这样吗？看起来有点时髦。

看来问题在于NPN保持接通状态，从而阻止了栅极充电。

您的BJT位于追随者配置中。这意味着它们可以提供电流增益，但不能提供电压增益。实际上，发射极在正向信号的基极下方将是一个二极管压降。如果门上的电压达到6V，则信号发生器中必须有大约6.7V。

BJT Wiki页面具有指向放大器的3种常见形式的链接，这些形式进一步说明了BJT放大器的特性。

BJT Wiki

电流增益是一件好事，因为为了在短时间内为FET的栅极电容充电，您需要高峰值电流：I = C * dv / dt。

获得较高电压摆幅的一种方法是在栅极驱动级从5V转换至12V之前添加BJT电平转换器。当然，单级BJT电平转换器将使信号反相，但是通常您可以在信号源处对其进行处理。

上拉电阻的值必须足够小，以使您的应用具有可接受的上升时间。VCC将是您的12V电源，并且基极电阻的大小应确保在给定晶体管beta的情况下保证5V驱动饱和。！Y应该连接到BJT栅极驱动器级的基座。

但是，如果您的目标是从FET快速上升和下降时间而又不了解BJT，则可能应该使用商用栅极驱动器IC。从IR / Infineon，Texas Instruments，Intersil或Maxim中寻找选项。

这是TI的一种低成本选择：

UCC27517

如果仅最大可用MOSFET VGS = +4,3 V足够，则第一个版本-推挽式射极跟随器应该很好。应该将大约100 Ohm的下拉电阻从BJT发射极插入到GND，以确保mosfet处于截止状态，因为PNP在+0.7 V以下无法有效下拉。另外，仅将几个Ohm阻尼电阻插入mosfet的栅极即可防止电容和导线电感会引起一些振铃。

您的第二个版本有一个快捷方式。考虑当前路由Q2 base-> R3-> R2-> Q1 base。

发射极跟随器没有饱和，因此没有扩散电容引起的关断延迟。

如其他答案所建议，请使用栅极驱动器IC。它具有零调谐功能和较低的概率，可在工作电压过渡期间表现出不可思议的性能。

补遗提问者的评论，指出电流为100 A

需要特别注意100安培的通态ID，如果开关速率很高，则需要更多注意。通过驱动普通的50欧姆Zout方波信号发生器的栅极进行测试。使用低开关频率，并从+ 6V以上的单极性信号开始，以确保安全。Vgs中的示波器给出了一个想法，即需要多少电荷才能注入和移除所需的跃迁时间中的状态跃迁。这确定了所需的驱动电流。Vds中的示波器显示所需的Vgs。

所描述的测量值是设计足够功能的驱动程序的基础。

其他人已经建议使用IC MOSFET驱动器。听起来您真的想做一个离散驱动程序。

这是一个电路，基本上就是驱动器IC内部的电路。这导致100 A的开关切换时间约为100 ns，以使MOSFET功耗保持最小。

Q1是一个简单的反相电平转换器，可将信号摆幅降至12V。M2和M3构成MOSFET推挽驱动器。R4和R5用来限制直通电流，以防止损坏M2和M3，因为当它们的栅极在0V至12V之间转换时，它们都将导通一小部分时间。

如果没有R4和R5，则穿通电流将超过其最大漏极电流额定值。在实际的IC中，M2和M3的尺寸应足够小，以使Rds-on足够高，而不是放置实际的电阻。

此外，M2 / M3进行反转以恢复正常逻辑。最后，M3用作大电流驱动器，以处理100 Amp电流。

请注意，关闭M1大约有2 us的延迟。如果您不以高频率切换负载，那么这2us就不用担心了。

我绝对不建议使用这些部件。我只是从LTspice的产品中挑选了这些。例如，M1的连续电流限制为35A，因此请使用适合您的设计的零件替换这些零件，然后重新运行仿真。然后在原型中进行测试以确认性能。无论如何，此电路对于您来说可能是一个很好的起点。

快速切换100安培是很危险的，否则对电路的使用寿命将是危险的。

假设某处的电线为4英寸。大约为0.1uH。大约。我很高兴地假设1米长的电线为1 microHenry电感，因为我可以进行一些谨慎的封底计算并避免重大损坏。

让我们在10毫微秒的时间内关闭100安培的电流。源极或漏极电感为0.1uH。怎么了？

如果在漏极，则只需擦掉功率MOSFET。

如果在源中，则可能会出现负反馈行为，从而在许多纳秒内阻止关闭。我亲眼目睹了这种情况的发生，在9amp驱动程序中使用了长测试线。

有专门用于此目的的电平转换驱动器IC，例如DS0026或MC34151。

它们具有TTL / CMOS兼容输入，并且具有快速的上升和下降时间，并能够驱动相当大的电流。快速开启和关闭MOSFET所需的所有功能。

<为什么是0-6v？

Q2的发射极比Q2的基极0-5v高0.7v。那就是你的答案。

我有点担心栅极电压降得不够低，例如似乎保持在400mV左右。尽管似乎在250mV时读取了地线，但也许面包板很烂。当信号恒定为低（关）时，栅极电压应有多低以防止热量积聚？

看来MOSFET M1没有获得适当的关断的低电阻路径。可以通过晶体管将其提供给GND。这样，M1门将快速放电。