H桥反激

抱歉，如果这个问题有点长，但是我还是谨慎地在问这个问题之前先讨论一下我所知道的最新技术。

问题

当使用H桥来驱动电机等的双向线圈时，我一直担心如何处理回扫电流的最佳方法。

经典返驰

经典地，我们看到以下电路，其中跨桥开关的反激二极管使驱动电流（以绿色显示）重新分配回电源（以红色显示）。

但是，我一直对这种方法一直很担心，特别是电源线中电流的突然反转如何影响稳压器和C1两端的电压。

循环反激

经典的替代方法是使用再循环反激。此方法仅关闭开关对之一（低或高）。在这种情况下，红色电流仅在电桥内循环，并在二极管和MOSFET中消散。

显然，这种方法消除了电源问题，但是确实需要更复杂的控制系统。

这种方法的电流衰减要慢得多，因为跨线圈施加的电压仅为二极管压降+ MOSFET的IR。因此，与传统方法相比，这是一个更好的解决方案，同时使用PWM来调节线圈中的电流。但是，为了在翻转方向之前将电流窒息，它很慢，并且将线圈中的所有能量作为二极管和mosfet中的热量倾销掉。

ZENER BYPASS

我还看到了经典的反激方法经过修改，以隔离电源并使用齐纳旁路，如下所示。选择齐纳二极管的电压要比电源轨高得多，但安全裕度要小于最大桥接电压。当电桥关闭时，反激电压被限制为该齐纳电压，并且D1阻止了回流电流返回到电源。

这种方法消除了电源问题，并且不需要更复杂的控制系统。由于它在线圈上施加了较大的反向电压，因此可以更快地消灭电流。不幸的是，它遭受的问题是，几乎所有的线圈能量都以热量的形式被浪费在齐纳管中。因此后者必须具有相当高的功率。由于电流更快地终止，因此该方法对于PWM电流控制是不希望的。

能源回收的齐纳旁路

我已经用这种方法取得了相当大的成功。

此方法修改了经典的反激方法，以使用D3再次隔离电源，但是，不仅仅使用齐纳二极管，而是添加了一个大电容器。现在，齐纳二极管仅起到防止电容器上的电压超过电桥上额定电压的作用。

当电桥关闭时，反激电流用于向电容器添加电荷，该电荷通常被充电至电源电平。当电容器充电超过电源电压时，线圈中的电流衰减，电容器上的电压只能达到可预测的水平。如果设计正确，则齐纳管永远不要真正导通，或者仅在电流处于低电平时才导通。

电容器上的电压上升会更快地消灭线圈电流。

当电流停止流动时，电荷和线圈中的能量被捕获在电容器上。

下次接通桥时，桥上的电压将大于电源电压。这样的效果是可以更快地对线圈充电，并将存储的能量重新应用到线圈中。

我在一次设计的步进电机控制器上使用了该电路，发现该电路显着提高了高步进率下的转矩，实际上使我可以更快地驱动电机。

这种方法消除了电源的问题，不需要更复杂的控制系统，并且不会浪费太多的能量。

虽然它可能仍然不适合PWM电流控制。

组合

我觉得如果您除了相位换相之外还使用PWM电流控制，则可能需要谨慎采用多种方法。对PWM部件使用再循环方法，或者对相开关使用能量回收器可能是最好的选择。

那么我的问题是什么？

以上是我所知道的方法。

使用H桥驱动线圈时，是否有更好的技术来处理反激电流和能量？

也许您可以使用具有低边mosfet的制动电阻器，该方法大量用于交流电动机驱动器中，其中电源（AC）无法处理再生能量。

$1/t_R$

任何电源在Dc处的Zo均较低，但Zo升高至较大值时，由于带宽减小到单位增益反馈，会导致负载调节误差。

$f_{-3dB} = n/t_R$$n$

在开关频率（例如30kHz和10ns上升时间）下的电容阻抗具有300MHz的谐波，跨度比大多数大型电容能够处理的超低ESR高出4倍，因此需要3个电容。例如1000uF铝10uf钽0.1uF塑料

Cmax额定值取决于电容帽的Zc和电机的DCR和ZL（f），MOSFET的RdsOn以及走线电缆的阻抗。启动期间必须吸收空载电流。DCR代表最大电流。

钳位雪崩二极管的电流路径和电流与MOSFET开关的电流和路径相同，以吸收PWM死区（〜1us）内的反激脉冲。

您可以计算每个上限的耗散因数<0.01。vs 0.05

对于PWM驱动的DC电动机（频率在kHz范围内或更高），我们必须应对线圈的反电动势，而再循环反激是最明智的选择。整个想法是使流经线圈的电流保持恒定，而开式MOSFET的低电阻有很大帮助。

顺便说一句，您要使两个上部MOSFET都保持开路，因为开路MOSFET的压降要比二极管低得多。依靠反激二极管会导致明显的损耗，而齐纳/电阻旁路只会使情况更糟。

对于恒定电流的电机控制信号（频率要低得多），我们必须处理的最重要因素是电机的反电动势，该电机开始充当由自身惯性驱动的发电机。在这种情况下，为产生的电流提供低电阻路径意味着您正在主动制动电动机。如果那是您想要的，则可以继续使用再循环的反激，直到达到一定的极限，因为动能由MOSFET和反激二极管耗散。超过此限制，您将不得不使用镇流电阻将热量散发出去。

如果您不想主动刹车，通常可以使用齐纳旁路。应该注意的是，除了特殊情况（例如，电动汽车下坡，摩擦力因传入的机械能而相形见））之外，直流电动机无法产生刚驱动时产生的更高电压。因此，通常只需要使用齐纳二极管来吸收线圈的反电动势，然后就不再导电了。它仅吸收线圈能量，而不吸收电动机的动能（在再循环反激情况下，MOSFET也必须吸收动能）。

齐纳二极管+电容器是一个不错的主意，但是只有当您的MOSFET的额定电压明显高于电源电压时，您才可以承受无法精确控制的电压来驱动电动机。

处理反激电流的最佳方法是什么？

问题在于，LDO往往是电流的单向供应商（发射极或漏极跟随器），因此，除非能量以节电的方式进行再循环，否则稳压器的输出阻抗将断路，从而产生更高的电源电压。

电池供电并不是问题，因为它可以存储反激能量。

反激电流的来源：

1）换向停滞时间

• 传统的解决方案是使用肖特基二极管到高压侧的低侧PWM进行再循环
• 在高端开关两端使用N-ch分流FET进行再循环，但需要自举电压，因为栅极电压必须高于V +，这是一种更昂贵的方法，但可能会降低驱动器的有功功率，而现在这些驱动器在短时间内被电机吸收了T = L / R 。
  • 两种情况下的VI下降都决定了L / R衰减时间期间的损耗能量，T表示E = V（t）* I（t）* T [瓦特-秒]，其中电流与换相前相同，然后衰减至零并沿相同方向穿过线圈，而开关两端的电压降具有相反的极性。二极管的I（t）* ESR * Vf决定了瞬时功率损耗，但是由于该二极管电流占空比通常在PWM周期内较低，因此额定电流必须等于或大于FET，但热量的上升取决于热量开关前后的电阻和二极管与FET的压降之比。
  • 如果具有零谷同步谐振开关，则有可能在关断期间将能量转移到LC负载中，但是由于它不连续，因此将LC谐振频率与PWM换向速率同步可能并不容易，甚至不可能。零相移（零谷切换）

2）改变转矩方向

• 在此模式下，电动机充当双方储存能量的发电机，并充当电子制动器，然后停止。
• 再生模式表示您有能量存储能量，例如超级电容或电池，并且不适用于LDO。
• 简并模式意味着您要耗散发电机中存储的能量，或者要使用其他一些开关来切换虚拟负载。
• 因为这具有比线圈电感中存储的电流高得多的反激能量，因为它具有电动机的惯性和负载以产生存储的动能。