MOSFET：什么时候不能假定栅极电流为0？

在学习电气工程学时，您会听到一个普遍的经验法则，那就是MOSFET的栅极电流总是大约为0。

在瞬态条件下，栅极电流将不为零，因为您需要对栅极电容充电（或放电），并且这需要电流。栅极电流越大，栅极电压变化越快，器件切换越快。开关转换完成后，栅极电流将接近零（并且大部分为泄漏电流）。

对于低开关（PWM）频率，均方根栅极电流将较低。较高的开关频率将增加均方根电流。

最重要的例外通常不是静态泄漏，而是在对栅极电容进行充电或放电以使其导通或关断时。

通常需要约0.1到1安培的栅极电流，以在有用的快速时间内对栅极电容进行充电和放电。

太快会导致额外的损失。
太慢会导致FET在关断和硬导通之间处于主动电阻状态，并且耗散相对于正确设计可以实现的非常大量的能量。

这就是为什么需要栅极驱动器的原因，并且即使在满足电压要求的情况下，您也不能仅从通常能够提供1至30 mA的微控制器引脚以高频驱动MOSFET栅极。

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相关-MOSFET栅极驱动电流：

通常不理解以10 kHz以上的频率开关的MOSFET可能需要在0.1A-1A范围内的栅极驱动电流来实现足够的开关时间-视应用情况而定。在该范围的高端，栅极驱动的频率通常为10的许多倍。

MOSFET数据手册规定了栅极电荷和栅极电容。电容通常在“几毫微法拉”范围内，栅极电荷通常为几十毫微库仑，而输入电容通常为毫微法则或很少。

使用Digikeys参数选择器，我仅将60-100 V Vds和10-20 Amp Ids的N沟道MOSFET子集化。
栅极电荷低至3.4 nC，输入电容= 256 pF，
高至225 nC，输入电容
为5700 pF ，底部中位数四分位数= 18 nC和870 pF，
顶部中位数四分位数= 46 nC和1200 pF

该电荷必须“抽出”到栅极电容中或从栅极电容中抽出。
如果您以10 kHz的速度进行PWM，则1个周期= 100 uS，因此您希望切换时间只是其中的一小部分。如果要对零或从零到几个nF充电或放电（通常为3V到12V），则必须有至少100 mA的驱动电流。

1库仑= 1安培秒，因此10 nC要求0.01 uS的平均值为1 A或0.1 uS的平均值为0.1A。上面带有225 nC栅极电荷的可怕的离群MOSFET在1A时将花费0.225 uS，在0.1A时将花费2.25 uS。该FET比大多数FET差很多的原因是，我“很特别-这是一种100V 16A耗尽型器件，通常在没有栅极电压的情况下导通，并且需要负栅极电压将其关闭。但是，仍然可以”被60V，20A的部分和100+ nC的栅极电荷捕获” 。

这个更普通的60V 14A器件的最大栅极电荷为18 nC。以10 mA的电流从微控制器端口引脚驱动它！1.8 uS为栅极电容器充电-在10 kHz时可能可接受，而在100 kHz时则很差。当“正确驱动”时，上升和下降切换时间分别为110和41 nS，您希望比2 s的栅极充电时间更好，以便将其切换到接近其上限的任何位置。

例：

200 nS高端栅极驱动器：

这个电路的来源不确定-我认为是通过PICList成员。可以检查是否有人在乎。请注意，该电路比看起来更“聪明”。（奥林喜欢这里使用的输入方式）。R14上的〜= 3V摆幅导致R15大约摆动15V，因此Q14 / Q15基极从+ 30V摆动至大约+ 15V，如果高端栅极驱动至P沟道MOSFET，则提供〜15V。

检查数据表。对于该MOSFET，他们规定了栅极至源极的最大漏电流为100nA。例如，如果从运算放大器驱动FET，则可能会忽略这一点。如果您使用的静态电压电荷很低，则100nA可能会太大。这完全取决于您的应用，但是在大多数情况下，此静态电流可以忽略不计。导通和关断将导致更大的电流峰值，以充放电门的电容。

假设情况：假设您想对非常小的电荷产生的电压进行检测/检测。（通过极高的阻抗，即使很小的电流也可能消耗掉电荷。）

以下是一些波形，这些波形表明大型MOSFET的某些瞬态特性。栅极电流在切换期间变高，并且可能导致此处的栅极驱动电压下降。（黑线） 。

我认为这种归纳是根据理想化放大应用将MOSFET与BJT进行比较得出的。

“ BJT是电流控制器件（基极电流控制集电极电流，基极电压钳位到PN正向压降），而MOSFET是跨导器件（基极电流可忽略，基极电压控制集电极电流）”，如老师所说。

当您谈论“稳态”放大器（没有硬开关或偏置中的大波动）时，“零基极电流”的假设就足够正确，可以使您进行有意义的工作。

当您引入高频硬开关时，正如其他人指出的那样，MOSFET的固有电容支配了该行为（即，汲取的基极电流是栅极电容充电和放电的函数），因此“零电流”假设无效。