高压PWM电机控制器-Mosfets爆炸

我已经在每个帖子中搜索了此问题的答案。我已经建立了一个电机控制器电路，如下图所示。 我使图表尽可能准确。添加了mosfet上的二极管，以使mosfet符号看起来像数据手册中的符号一样。 如您所见，它是使用Arduino UNO板的非常简单的PWM电路。电位器脚踏板连接到模拟输入之一，用于确定数字输出引脚6上pwm输出的占空比。

该电机是Motenergy生产的此类最小的48v电机，但是与我已经看到的其他电路相比，这是一个非常大的电机。在启动时，它可以轻松拉出约200安培的电流。

电路的工作原理-抬起车辆使车轮不接触地面。在这种状态下，电动机很容易旋转，并且不会消耗太多电流。当轮子在地面上时，当您开始踩踏板时，mosfets会爆炸。我现在已经建造了大约4次该电路。我什至在一个版本中并行使用了18个mosfet，所有18个mosfet都立即爆炸。（200/18 =大约7安培/ mosfet）每个mosfet应处理32安培。

我们最终只是从alltrax处购买了一个电动机控制器，车辆运行良好，但我决心找出为什么我自己的电动机控制器不起作用。我热爱电子产品，多年来建立了许多困难的电路。除非我发现自己做错了什么，否则我将无法入睡。

我与Alltrax的技术人员进行了交谈，他说他们的控制器不过是一堆mosfet和电容器而已。他说，电容器可以防止mosfets爆炸，但是他不知道它们如何连接到电路中。我认为他有我遗漏的信息。

所以，谁能告诉我我在做什么错？我应该如何添加电容器来解决此问题？可能是频率吗？我们在Arduino上修改了计时器，使我们的PWM频率大约为8000赫兹，但是Alltrax控制器的工作速度却惊人地达到了18,000赫兹。我知道18k随着电动机控制器的发展而变小，但我认为巨型电动机会希望使用较小的频率。

另外，在您说mosfet由于它们之间的细微差别而不能并行布线之前，我恰好使用了7英寸的18号线来并行连接每根。细电线将充当微小的电阻，并确保每根电线均分担电流负载。

多谢您的回覆。

这是应该与您的问题链接的数据表。我不必寻找它。

每个mosfet都应处理32安培

即与 V$V_{GS}=10$

您将设置为5 V × R $V_{GS}$，您实际上确实想要尽可能多的电压（5V似乎是您的最大值）。如果我是我，我会将R1更改为10〜50Ω，将R2更改为100k〜1MΩ。因为如果您没有完全打开MOSFET，那么它将具有太大的电阻并爆炸。$5V×\frac{R_2}{R_1+R_2}=4.54V$$R_1$$R_2$

当，R D S （o n ）最大为35mΩ$V_{GS}=10V$$R_{DS(on)}$

V ģ 小号 = 10 $P=I^2×R=(32A)^2×0.035Ω=35.84W$，这意味着是时的预期功耗$V_{GS}=10V$

根据数据手册，在，最大为45mΩ。R D S （o n $V_{GS}=5V$$R_{DS(on)}$

我= $35.84W=I^2×0.045Ω$，如果我们移动I，我们将得到：，因此您可以期望安全地让28A通过MOSFET IF您确定电阻值。您绝对应该为MOSFET提供一个散热器。甚至可以用风扇主动冷却。$I=\sqrt{\frac{35.84}{0.045}}=28.2A$

我们在Arduino上修改了计时器，因此我们的PWM频率约为8000赫兹

您不需要接受800Hz的高电平，这就是常见的BLDC驱动器（ESC）所要切换的。（如果我没错的话）。

您想要做的就是用一个电阻器串联一个栅极，看起来就像下面的图片，我们可以将该模型用于进一步的方程式。

栅极的电容的最大值为 1040 p $C_{iss}$$1040pF$

电阻和MOSFET构成了这个电路：

$C=C_{iss}×3=3120pF$因为您并联了3个。

$R=R_1||R_2=909Ω$

$Vs=4.54V$

电容器上的电压遵循以下公式： 其中是电容器两端的电压，而是您要馈入的电压，我们的情况是。VcVeVs=4.54

您正在发送PWM，我将为您提供一个绝对最坏的情况，这是当您尝试执行AnalogWrite（1）时，这是的占空比。因此，信号开始变高直到达到该占空比并达到8kHz的时间为 488.3纳秒。$\frac{1}{256}$$\frac{1}{256}×\frac{1}{8000}=$

让我们将数字插入上面的公式中，以查看栅极处的电压是多少。

MOSFET开始以最小1V和最大2.5V开启。因此，在这种最坏的情况下，您甚至无法打开大门。所以它一直关闭着。

我确实需要指出的另一件事是MOSFET损坏的最可能原因是，当您切换时，由于电阻巨大且栅极电容很大，因此动作速度非常慢。这意味着当MOSFET即将开关时，它们会流过大量电流，同时它们上会有很多电压。而 =>真的真的真的很多热量。$P=I×V$

看到这张图片：

正如你能理解，你不希望在蓝线和红线交叉。而且，无论切换频率如何，该过渡的宽度都是相同的，因此切换的次数越多，该痛苦的过渡所花费的时间就越多。称为开关损耗。并且它与开关频率成线性比例关系。高电阻，高电容，高频开关很可能使您始终处于过渡阶段。这等于爆炸或破坏MOSFET。

我确实没有时间进行更多的计算，但是我相信您已经掌握了要点。如果您想玩耍，这里是原理图的链接。你应该！。

我对您的最终建议是获得一个MOSFET驱动器，以便您可以将几个AMPS泵入栅极，现在您要泵入毫安。

Btw Doctor Circuit，关于您的最后一段，这只是BJT晶体管的一个问题，它们在发热时会提供更多的电流，而MOSFET在发热时会提供较少的电流，因此，它们不需要任何特殊的平衡，它们会自动平衡。

持续时间，上升时间和下降时间。

在上面的示例中，我相当刻薄，即8kHz开关和1/256占空比。我会更友善一些，看看50％的占空比= 128/256。我想知道并告诉您，您正经历多少次痛苦的过渡。

因此，我们获得了与痛苦过渡有关的以下参数：

t r t d （o f f ） t $t_{d(on)}$ =接通延迟时间 =接通上升时间 =延迟时间 =下降时间
$t_r$
$t_{d(off)}$
$t_f$

我将做出一些令人讨厌的近似值，假设不存在米勒高原，并且假设MOSFET两端的电压在导通时呈线性下降，在关断时呈线性上升。我假设流过MOSFET的电流在导通时线性增加，而在关断时线性减少。我假设您的身体在50％占空比的稳定状态下有一定负载时消耗200A电流。因此，当您在200A上并加速时。（您的电动机输出的转矩越大，成比例地消耗的电流就越大）。

现在到数字。从数据表中，我们知道以下最大值：

t r t d （o f f ） t $t_{d(on)}$ = 40ns的 = 430ns = 130ns = 230ns
$t_r$
$t_{d(off)}$
$t_f$

好吧，首先，我想知道上述转换需要花费多少8kHz的时间。过渡每个周期发生一次。延迟并不会真正影响转换（除非我们在非常高的频率（如1MHz）上进行切换）。

占空比为50％且过渡频率为8kHz的fs时的过渡时间= 我想我会看到一个更大的值，这忽略了米勒高原和寄生物，而忽略了缓慢的栅极充电。这也忽略了以下事实：上升时间和下降时间实际上是信号的10％到90％，而不是我在计算中假设的0％到100％。因此，我将0.528乘以2，以使我的近似值更加接近实际情况。所以1％。$\frac{t_r+t_f}{\frac{1}{8000}} = 0.00528 = 0.528\%$

现在，我们知道在此痛苦的过渡中花多少时间。让我们看看它到底有多痛苦。

$P = \frac{1}{T}\intop_0^T P(t)dt$

$V_r(t)=48V(1-\frac{t}{430ns})$
$I_r(t)=\frac{200A}{430ns}t$

$V_f(t)=\frac{48V}{230ns}t$
$I_f(t)=200A(1-\frac{t}{230ns})$

$P = P_r+P_f$
$P_r = \frac{1}{t_r}\intop_0^{t_r} V_r(t)×I_r(t) dt$
$P_f = \frac{1}{t_f}\intop_0^{t_f} V_f(t)×I_f(t) dt$

$P_r = 1600W$ 哈哈！相同的答案，很奇怪
$P_f = 1600W$
$P = P_r + P_f = 3200W$

现在，让我们回到您在3200W过渡中花费的频率。当现实开始时，这一比例约为1％。（我认为这种情况会多得多）。

$P_{avg}=3200W×1\%=32W$ Hmm，我想我还会看到更大的东西。

而且...让我们计算其他99％的时间！我完全忘记了。这是重大爆炸！我知道有些事我忘记了。

P 50 ％@ 8 ķ ħ Ž = 32 w ^ + 1800 W¯¯ × 49.5 ％= 923 $P=I^2×R=(200A)^2×(0.045Ω)=1800W$在这种导电模式下您要花费49.5％的时间。因此，您的总$P_{50\%@8kHz}=32W+1800W×49.5\%=923W$

每个MOSFET 并联3个MOSFET，其为。还是... EX-PU-LOSIVE！$32W+\frac{1800W×49.5\%}{3}=329W$

好了 您正在寻找炸弹。爆炸物

这是我的最后编辑。

现代MOSFET需要快速开关，以避免在危险区域中徘徊，在该区域中，正反馈（硅内部）会造成破坏。阅读此答案的最后几段，以了解NASA的论文解释。

快速总结：栅极电阻----- 1Kohm ------太大了。使用电源驱动器IC，其12/15/18伏VDD上带有0.1UF旁路电容，因此您的MOSFET栅极可以快速充电以快速导通。

MOSFET将因安全工作区SOA额定值而自毁，其中电压*电流*脉冲宽度定义了功耗。

假设FET结的深度为10U（SWAG），则您有1.14微秒的TAU用于FET有效区域的热时间常数。使用米勒乘法时，导通时间将远远超过该时间，FET两端为48伏，并且没有电流限制。

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编辑2018年3月18日

由于使用了MODERN MOSFET，NASA在几个正在进行的设计中诊断出MOSFET故障（NASA的书面文字出现在2010年；汽车行业在1997年发现了这种故障机制）。以前，较老技术的MOSFET的负温度系数特性已被推到电流较高的区域，而在中等导通区域中现在存在一个新的不安全区域。NASA将那些项目恢复为旧技术，因此可以构建可靠的系统。

今天是什么意思？非常简单

---在切换区域中不要停留超过1微秒。---

---对栅极电容快速充电，包括栅极漏极电容。---

NASA论文[2010年出版]的标题是

“功率MOSFET热不稳定性操作特性支持”和此处的关键句子是“现在正在生产的设计使电荷载流子占主导的区域（一旦很小并且不在关注区域之内）就变得重要并且在安全工作区域之内（ SOA）”。

关于较旧的（稳健的MOSFET）设计，我提取出这句话：

“较早的MOSFET主要运行在迁移率电荷占主导的区域。在保持相同的栅极电压的同时，迁移率电荷占优势的区域会随着温度的升高而减少电流，进而降低电流，使系统具有负反馈的确，当新的功率MOSFET具有高栅极电压时，这些部件就以迁移率电荷为主导。制造商将其保持在迁移率电荷占优势的区域一直是制造商的直言不讳，因为当它们用作晶体管时，它们一直都处于主导地位。高速开关。较老的部件具有电荷载流子为主的区域。但是，该区域不在正常的SOA范围内，并且由于其他原因会发生故障。”

首先，您选择了错误的FET。

FQP30N06在Vgs = 10V时具有40 mOhm RdsON。在Vgs = 5V时未指定，这意味着它将无法工作。

选择MOSFET是一个折衷方案：具有大硅片和低RdsON的大型MOSFET具有很大的电容，并且开关缓慢。较小的MOSFET开关速度更快，但RdsON较高。

但是，您将要以500-1000 Hz的频率进行切换，并且电流很大，因此RdsON的重要性不只是速度。

因此，应选择具有非常低的RdsON（例如几mOhms）的To-220 MOSFET（用于冷却），将其指定为Vgs为...继续阅读。

其次，在指定用于10V栅极驱动的FET上使用5V栅极驱动，因此它不能完全导通。因此，它会加热并爆炸。任何人都可以通过查看数据表来了解这一点。

考虑到电流，我将采用12V栅极驱动以使RdsON尽可能低。因此，您可以选择5V或10V Vgs指定的FET，没问题。

好。现在，您有一堆FET，需要用12V驱动它们。显然，您需要一个能够向门输出几安培的驱动器，以快速将其打开和关闭。在mouser / digikey上检查“ MOSFET驱动器”类别，有很多合适的产品可以接受来自arduino的5V电压并正确驱动FET。

您将需要12V电源，但这不是问题，因为您有48V，请使用DC-DC转换器。

第三，您需要抛弃arduino。

这种控制器需要一个电流限制，并且需要在MOSFET爆炸之前（而不是之后）起作用。

这样做的方法非常简单。您放置了一个电流传感器（此处很可能是霍尔效应）和一个比较器。当电流超过阈值时，PWM复位，稍等片刻，然后恢复。当电流超过更大的阈值时，这意味着有人将螺丝刀插入了输出端子，因此PWM会永久停止，并且不会恢复。

这需要以与软件不兼容的速度发生。

为此，市售的大多数用于电机控制的微控制器都包括连接至PWM单元的模拟比较器。arduino上的微型麦克风不是其中之一。

没有电流感应，因此电动机驱动器上没有电流限制。零转速时的预期电动机电流可能为数千安培，因为大型直流电动机的绕组电阻可能为毫欧。您应施加某种形式的电流限制，除非您要使用大量的mosfet并且仍然有将其炸毁的风险。栅极驱动器应在示波器上检查。它可能太慢而导致mosfet过热。考虑驱动器芯片或某种分立的驱动器电路。您的电机驱动器像大多数一样是硬开关的，因此开关损耗与频率成正比尝试降低PWM频率测试以减少音频噪声。您可以在不产生太多啸叫的情况下大幅降低F.

如果您对所有组件LTSpice都有准确的模型，则可以分析其失败的原因。

电流切换过程中Q放电的精确模型使设计人员了解到，需要仔细选择每一级的gm或其反RdsOn比。

如果人们知道机电开关的比例，如簧片继电器，功率继电器，电磁阀和大功率接触器，则接触电流与线圈电流的比例从> 3k逐渐下降到100：1，主要区别是开关后的FET栅极电流。

检查数据表，并验证计划使用的RdsOn gate3电压。为了有效切换，它应该至少是阈值电压Vgs（th）的3倍。

总结建议

• 1）使用RdsOn的级联级，例如hFe比率为100的级联BJT

  • 例如，如果RdsOn为1mΩ，则使用100mΩ驱动器，而将使用10Ω驱动器（否则，压摆率下降，功率损耗会增加，然后自发热，导致FET熔断或爆炸）

• 2）使用Vgs> = 3x Vgs（th）Vgs（th）的额定值无所谓。（和<Vgs max）

• ps

  • 我忘了提及1）组合的FETS / DCR电机比率的Rdson应该在1：100或1％（给定或获取）左右，以最大程度地减少传导损耗。尽管通常需要强制风冷的比例为百分之几，但更高的比例却导致灾难。