测量大范围的电流800 µA-1.5 A

我在测量正在制造的IoT设备中的电流时遇到困难。我需要能够收集有关一段时间内功耗以及睡眠模式电流的数据。我试图使用分流电阻器来收集当前数据，但我首先遇到了Georg Ohm及其所有定律的问题。

在睡眠模式下，我的设备应该使用大约800 µA的电流，我不太准确的PSU表示它正在输出大约2 mA的电流，所以也许我还有更多的编码要做。但是，在睡眠模式下，调制解调器似乎会以随机的间隔重新打开一会儿并进行传输（标准的深度睡眠调制解调器行为）。该发射脉冲最高可达到1.5A。

无论如何，我在使用分流电阻器时遇到问题，因为允许我查看睡眠电流的任何有意义的数据的电压降会在发送突发期间降低太多电压，导致设备重启。

谁能推荐一种测量如此大电流范围的电流的方法？

设备规格：

• 休眠模式电流：600 µA-3 mA
• 开启电流：27-80 mA
• 发射突发：高达1.5 A
• 电压：2.6 V-4.2 V
• 充电电流：400 mA

您需要多少精度？如果您只需要估算，那么串联的硅二极管将在很宽的电流范围内为您提供或多或少的对数指示。

二极管的主要问题是电压降随温度的变化，可以通过在相同温度下以参考电流运行第二个二极管来大大缓解。整流桥中的两个二极管将进行热耦合，因此非常适合，我在原理图上标记了连接，桥+ ve未使用。由于您的负载功率非常低，而高电流只是短脉冲，因此即使将两个单独的二极管粘贴在一起也应该可以。例如，一个1N540x可以连续3 A，并且在100 µA时仍具有明显的正向压降。

它的优点是负载电压变化很小，在500 µA至1.5 A之间可能只有几百mV，比电阻分流器要测量的电流小得多。

^{模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

用电流吸收器代替R1将使基准电流更加准确，但是（电源电压-0.7 V）/ R1对于大多数用途而言可能已足够。理想情况下，参考电流应在您要最佳测量的范围的中间。在1至10 mA范围内的某个位置感觉良好。

电压表读数将与负载与参考电流之比的对数成正比。二极管的输出阻抗非常低，因此使用运算放大器放大差异（可能要缩放比例或将其接地）将非常简单。

您将需要在高电流和低电流下校准测量转换，以建立对数律，最好在两者之间的几个点进行检查。请记住，在大电流下进行校准会加热负载二极管，因此您可能需要使用短脉冲（与发射脉冲一样短），以最大程度地减少热漂移误差。

如果您需要对睡眠电流有足够的准确性，但又不想在同一电路上测量大电流，则对Neil_UK答案的扩展是将二极管和电阻并联：

^{模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

这样，当电流低时，电阻两端的电压将成正比，并且将低到足以使二极管有效截止的程度，因此它不会将太多电流从电阻分流（尽管检查一下）二极管的规格）。

当电流高时，二极管导通并将电压降限制在某个合理的值。如果您此时也要测量电流，则可以串联添加另一个分流器，例如这样（由@dim提供）：

^{模拟该电路}

您将其描述为广泛的。真的不是。

您的1.5A最大值是800uA最小值的1875倍。16位ADC的范围为65535位。如果将最大限制设置为5A，并允许电流为正或负，则每位分辨率为153uA。如果电流变化不会太快，则可以通过过采样进一步提高分辨率-例如，16倍的过采样将使分辨率降低到每位38uA。因此，进行测量没有问题。

您的问题仅仅是分流电阻上的压降。欧姆先生的答案就在这里-减小分流电阻！您可以轻松购买0.1欧姆甚至0.01欧姆的电阻。（Google“ 0R1”或“ 0R01”是表示欧姆分数的标准方法。）

之后的问题是如何测量分流器两端的电压。您将需要一个具有很高输入阻抗的差分放大器，以便您可以测量电压而不影响它。然后，您要对其施加一些增益，以便可以用合适的电压驱动ADC。

低电压意味着更多的噪声问题，因此请注意轨道布线和所有其他最佳实践的布局。您还需要适当注意稳定的电源和参考。开关模式调节器在这里不是您的朋友。甚至在开关模式后的线性稳压器也不一定具有足够的PSRR来适当消除纹波。

增益级上不可避免地会有一些直流偏移。您需要包括一个自校准步骤，在该步骤中，无需电流即可测量ADC读数，然后在实际进行电流测量时减去零读数。您可以在启动时自动执行此操作（启动时许多仪表会“滴答”，因为它们是在板载参考之间切换以进行自动校准），也可以执行一次，然后将结果存储在NVM中。

请记住，这是简短的答案！我希望这会为您提供一些有关如何解决该问题的指导。

我知道这是一个老问题，但是这些信息可能仍然有用。

您可能想在EEVBlog上查看 Dave Jones 的uCurrent的一些设计概念。虽然它没有自动量程，但它确实涵盖了较低级别的测量；同样，那里的一些模组减少了射程，同时仍然保持相当准确。

在最低限度下，我会将测量值分解为低于1A（实际上低于400mA）和高于1A（也就是发射期间的1.5A）范围。

没有更多的信息（我不能承认，到目前为止还不能解决原始问题），很难给出具体细节，但是我会看看我能做什么。

除非您使用单片单片机/收发器设备（nrf5x，STBlue等），否则我会像对待数字电源路径那样对待无线电电源路径，以免影响模拟电流。如果您使用的是大功率单片器件，那么我看到的唯一真正的解决方案是使用一个非常小的检测电阻器以及一个具有非常宽的输入输入范围的电流检测放大器/模块。我知道ADI有几对（实际上我昨天只是在看电流检测放大器/模块）可能有效。而且，如果我不得不猜测，TI也有可以使用的设备。

另一个信息来源是Jean-Claude Wippler在JEELabs上的博客。多年来（看起来大约有10多个），他在吸取电流的同时做了不止一个实验，以寻求更长的电池寿命。尽管可能并非直接指向目标，但它可能会为OP指明前进的方向。这是我在主题上看到的最新文章。为了查看他的作品的详细清单和历史，我使用了简单的Google搜索

site:jeelabs.org current measurement

我刚刚发现了CurrentRanger，它将uCurrent概念（低负载电流测量）提升到了一个全新的水平。自动量程，串行输出和可选的OLED显示屏只是其中的几个新功能。原理图和固件可用，Felix对设计进行了大量详细介绍。

编辑：通过链接这些页面，可以更好地了解我的想法。

第二编辑：添加CurrentRanger。评论中的投诉之一是uCurrent并非自动量程。

在测试汽车开关模式电压降时，我遇到了动态范围问题。对于高达5安培的预期输入电流，我使用了100毫欧分流器。

在测试从24 V吸取的空载电流是否小于7 mA时，我使用了10Ω分流器，其两端装有10 A肖特基二极管。分流器组合留在我的测试夹具中。我使用DPDT滑动开关在两个旁路之间切换了DVM 。

那是在1995年，人数并不多。这些天，您可以通过电子方式切换以监视并联电压。如果需要，可以有两个以上的串联分流器。这样做的关键是用二极管旁路高电阻低电流分流器。

我过去使用的一个技巧是将感测电阻器放在运算放大器的反馈环路内。这样可以使被测设备的电源电压保持相当恒定，同时允许在分流电阻上产生更高的电压。

以我为例，我将其与几个并行运行的仪表放大器和ADC结合使用以获得更大的动态范围。

我将介绍我在PHD论文的第5章中构建的系统。我的系统不会直接适用于您的应用程序，但可能会给出一些有关此类系统所面临挑战的想法。

在开发DIY系统后不久，我发现安捷伦（现在是Keysight）也开发了类似的系统。虽然不便宜。

作为一种替代方法，您可以使用一个适合1.5 A范围的小型分流器，并将两个独立的增益电路馈入两个不同的ADC。然后，您可以通过软件通过阅读来选择使用哪个软件。电流越高，增益ADC的饱和度就越高，并且您将不得不使用另一个ADC。

问题全在于降低EMI的信号完整性。

1.5A / 0.75mA意味着ADC的SNR和精度为66dB。

必须使用出色的CMRR对背景噪声进行屏蔽，抑制，滤波，然后对其进行平均，以便通过良好的16位ADC来实现这一目标。

如果没有此分辨率，则可以有两个不同的输入，其中一个增益高40dB。分流器功率和允许的负载调节误差电压限制了分流器电阻，通常选择最大75 mV。具有增益的IC电流传感器可能是Moro的称呼。

如何做到这一点需要经验。凭借<-90 dB的分辨率和80 dB SNR的设计目标，您可以实现70 dB SNR。