B类放大器偏置的困难

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在这里，我指的是B类输出功率放大器。

该电路应该易于构建和理解，但是由于我真的不知道如何偏置Q1和Q2的基极，所以偏置存在问题，因此Q1仅传导正极性信号，而Q2仅传导负极性信号。

看来我只设法正确偏置了A类放大器，但没有对B类放大器进行偏置。

为了实现放大器的B类操作，我该如何偏置上部电路？

biasing class-b-amplifier power-output-stage

— 基诺
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这里有一些与调整vbias有关的讨论：9V电池放大器。请注意，它还讨论了引导程序，oldfart在他给您添加的注释中提到了引导程序。

— jonk

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有一个简单的已知电路可用作“可编程齐纳二极管”。下面是原理图：

原理图

^{模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

对于实际应用，可变电阻器可以分为三部分，以实现更精确的控制。通过改变电阻器，您可以设置两个晶体管Q1和Q2的基极之间的“齐纳”电压，从而控制静态电流。

忘了：正如真正的齐纳二极管一样，它的顶部需要一个电阻。

在过去的好日子里，晶体管实际上是安装在散热器上的，因此您还可以进行热补偿。花了我一段时间在www上找到图像，但这是一个：

编辑后的内容
如下面的评论所述，您必须谨慎使用此电路。首次使用之前，必须确保设置可变电阻器，使基极处于集电极电压。因此，电压降最小。然后旋转电阻器，直到偏置“正确”为止，这通常意味着您不再看到（范围）听到（听到）输出信号中的失真。您可以进一步将其转动，这会增加输出级的静态电流。（它将获得更多A类放大器的特性。）

— 奥法特
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代替我电路中的那个Vbias，应该代替它吗？

— 基诺

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是的，但是您需要一个V +电阻，因为它需要从某个地方获取电流。请注意，如果您第一次使用齐纳电压时设置过高，则两个末级晶体管都将导通，因此从V +到V-会有短路。确保将底座连接到集电器！然后慢慢将其调低并在末级测量电流。

— Oldfart

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首先，要了解这只是在两侧使用达林顿的双发射极跟随器。输出端的电压几乎等于运算放大器输出端的电压。发射极跟随器的目的是提供电流增益。

例如，如果每个晶体管的增益为50，则运算放大器必须提供和吸收的电流大约是负载消耗电流的50 * 50 = 2500倍。例如，如果负载消耗1 A电流，则运算放大器仅需要提供400 µA的电流。

发射极跟随器的一个问题是，由于晶体管的BE压降，输出电压与输入电压不同。举例来说，晶体管正常工作时约为700 mV。对于NPN发射极跟随器，如果要1 V输出，则必须从1.7 V输入开始。同样，对于PNP发射极跟随器，如果要输出-1 V，则必须输入-1.7V。

由于两个晶体管级联，该电路从运算放大器到输出都有两个700 mV的压降。这意味着要驱动输出为高电平，运算放大器必须提高1.4V。为了将输出驱动为低电平，运算放大器必须降低1.4V。

当波形在正负之间切换时，您不希望运算放大器突然跳到2.8V。运算放大器不能突然做到这一点，因此过零处的死区时间会很小，这会增加输出信号的失真。

该电路使用的解决方案是在高端和低端驱动器的输入之间放置一个2.8 V电源。在驱动电平相差2.8 V的情况下，两个输出驱动器仅在输出为0时处于边缘。稍高的输入和最高驱动器将开始产生大量电流。稍微降低一点，底部驱动器将开始吸收大量电流。

一个问题是使这个偏移正确，以消除过零时所需的输入跳变，但不能同时打开两个驱动器，以至于最终导致彼此驱动。这将导致无用的电流流过并耗散不会流向负载的功率。请注意，700 mV只是BE压降的粗略值。它是相当恒定的，但它确实会随电流和温度而变化。即使您可以精确地调节2.8 V电源，也没有一个精确的值可以调节它。

这就是RE1和RE2的用途。如果2.8 V偏移量过高，并且静态电流开始流过顶部和底部驱动器，则这些电阻器两端将出现压降。从两个驱动器的角度来看，RE1 + RE2两端出现的任何电压都会直接从2.8 V偏移中减去。

甚至100 mV也会产生显着差异。这将由静态电流230 mA引起。还要注意，低端可能是700 mV，特别是对于功率晶体管，当它们承载大量电流时。

总而言之，2.8 V电源旨在使每个顶部和底部驱动器保持“就绪”状态，而不必将它们导通，以使它们开始相互竞争并消耗大量功率。

当然，一切都是权衡。在这种情况下，您可以权衡更多的静态电流以减少失真。

理想情况下，在B类中，当一侧开始接管时，一侧完全关闭。在实践中，这几乎从未发生过，但是这种方案相当接近。

— 奥林·拉斯罗普（Olin Lathrop）
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这是取代开关失真的地方吗？在我的书中，如果我理解正确，它被描述为双方（npn和pnp）传导超过180度的信号？

— 基诺

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@Keno：交叉失真可能同时发生。最坏的情况通常是高端驱动器和低端驱动器的传导时间少于一半。运算放大器必须跳过死区，这需要有限的时间。每次导通时间超过一半时间不一定会导致变形。这取决于它们相对于彼此淡入和淡出的平滑程度。例如，两者在A类中始终保持活动状态，而AB类中则有一半以上时间处于活动状态。这就是AB类与B类的要点。有些褪色表示功率浪费，但不一定失真。死区扭曲。

— 奥林·拉斯罗普

我同意你的看法！但是，只要达到我们能达到的B级效率，放大器就会接近，对吧？

— 基诺

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@Keno：是的，B级是线性传递元件系统的最佳效率。要使双方完全正确切换非常困难。这就是为什么AB类。允许稍稍褪色以降低交叉失真，而以较低的效率代价。

— 奥林·拉斯罗普

还有一件事。npn和pnp两侧同时导电的传导点/面积，这会给放大器增加额外的失真吗？或者同时传导面积不是失真的对象吗？

— 基诺

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A类和B类之间的差异是通过最后一级的静态电流。

如果将静态电流设为零，那么当存在信号时，只有Q3 或 Q4会提供电流。这是B级。

如果您使静态电流过大，以至于对于非常大的信号（甚至是最大的信号），Q3和Q4都不会具有Ic = 0（永远不会关闭），那么我们就有A类。

还有AB类，可以介于A类和B类之间的任何位置。

如何设置静态电流？

这是由Vbias完成的。

Vbias如何实现的一些示例：

来自oldfart的答案中的“ Zener”
真正的齐纳二极管

或这个：

原理图

^{模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

电流源可以通过PNP电流镜和biasingf电阻轻松制成。

— 比彭雷基
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您是否有任何想法如何确定该电路是在A类，B类还是在AB类之间运行？我在改变偏置范围时调整了输出范围，但得到的只是正常的正弦波。我可以通过测量流过每个晶体管的静态电流来验证该类，但是还有其他方法吗？也许是用望远镜？

— 基诺

您可以轻松测量通过发射极电阻的Q3和Q4的电流。因此，不要施加任何信号并测量电流。我的猜测是，在VBias = 2.8 V的情况下，这将是AB类放大器。同样在B类中，零交叉处会出现交叉失真。

— Bimpelrekkie

@Bimpelrekkie绘制了AB类输出阶段的两个示例。小电流始终流经Q1和Q2，Q3和Q4。在有足够的闲置电流的情况下，失真可能会非常低，也许为0.05％或更低，但要权衡的是输出级会散发大量热量。在网上查找1,500瓦放大器，您会看到类似但更精细的偏置设计。

— Sparky256 '17

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您必须充分了解输出拓扑，才能知道如何为其创建偏置。

尽管有人提到您的原理图示例以达灵顿方式布置了BJT（并增加了关断加速电阻），但他们并没有告诉您这种布置几乎总是具有更好的拓扑。因此，您几乎永远都不会使用该拓扑。或简而言之，为了理解它没有任何努力去理解它。

为什么使用达灵顿：

高电流增益在这样的输出驱动器电路中很有用，因为它可以显着降低偏置电路的静态电流，并且在试图将大电流摆到这样的小负载中时，这将有很大帮助。

为什么不使用达灵顿：

除非添加电阻，否则关断缓慢（如电路示例中所示）。
由于这种布置，不能饱和到大约一个二极管压降以下（加上一点）。这可能意味着放大器需要一些额外的电压开销（对于较低电压的电路可能是不可接受的），也可能意味着放大器需要增加一些总的功耗。
好像在基极和发射极之间需要两个二极管压降，从而增加了所需的偏置电压范围。
温度影响两个串联的基极-发射极结。因此，偏置电压跨度的温度变化现在至少包括串联的四个二极管压降，所有这些电压降都会随温度而变化。结果，补偿的复杂性可能增加。
有更好的选择。

最后一个原因是为什么不在此处使用达灵顿的主要原因。如果没有其他选择，那么如果您想要它的单一优势，那么您只会被这个想法所困扰。

如果您想要达林顿装置的高电流增益，那么使用Sziklai装置几乎总是更好。看起来像这样：

原理图

^{模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

这还提供了类似的高电流增益，并且也无法饱和到大约一个二极管压降以下，但还包括以下内容：

每个象限只有一个基极-发射极二极管压降。
$R_3$ $R_4$ $Q_2$ $Q_4$ $Q_1$ $Q_3$

您已经对如何使电路偏置有一些评论。上面显示的Sziklai驱动器电路也可以使用类似的想法，但您并不需要那么多的偏置电压差。

$V_{BE}$

就像一个粗糙的模型一样，原理图现在可能看起来像：

原理图

^{模拟该电路}

$R_7$ $R_8$ $R_9$ $R_1$ $R_2$ $50\:\textrm{mV}$ $R_7$ $R_8$ $R_1$ $R_2$ $C_1$ $C_3$ $V_{BE}$ 乘数的基数进入两个输出Sziklai象限。

$C_2$ $Q_6$ $Q_6$

以上假设您确实有双极性电源轨和接地的直流耦合负载。我也没有显示最终可能需要的负面反馈。如果负载是交流耦合的，并且只有一个电源轨可以工作，情况会有所不同。

— jonk
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真好！但是，为什么C3连接到Q5的收集器？还有C1，它被认为是“引导”某些东西（？）-尽管到目前为止您没有向我推荐过几篇文章，但我仍然没有得到它的功能。

— 基诺

R_{7}

$R_7$

50 Ω

$50\:\Omega$

C_{3}

$C_3$

R_{6}

$R_6$

R_{7}

$R_7$

Q_{2}

$Q_2$

C_{1}

$C_1$

R_{6}

$R_6$

Q_{6}

$Q_6$

r_{e} = \frac{k T}{q I_{C_{6}}}

$r_e=\frac{k T}{q I_{C_6}}$

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@Keno你有东西要学。我认为这里的主要观点之一是，从分立的零件设计出良好的输出级需要一定水平和广度的各种效果知识。如果要成为一个好的电源驱动器，温度是最重要的温度之一。您常常找不到分立设计的详细说明（尽管您确实看到了原理图），因为随着优质，廉价的IC的出现，现在几乎不需要了。除了学习。不幸的是，旧书通常是您找到此信息的唯一地方。

— jonk

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实际上，B类放大器没有基极偏置。偏差发生在AB级。但是您可以通过多种方式使基础产生偏差。

如果您正使用图像中的运算放大器，则可以使用反馈。它使输出等于输入，就像缓冲区一样，但具有功率级。

原理图