可以在带有散热片的电阻区域中使用MOSFET吗？

在栅极（或基极）电压受限制的情况下使用晶体管将使它们限制电流，这将在晶体管两端引入明显的压降，导致其耗散能量。这被认为是不好的，浪费能量并且缩短了部件的寿命。但是，如果我通过散热器或限制功率来保持低温，可以用这种方式使用MOSFET吗？还是使组件耗散功率从根本上来说是不好的？

我之所以问是因为，通过控制可变电压的MOSFET驱动LED灯条，我获得了出色的结果。通过8位PWM，LED的亮度从零跃升到“读书”的水平，而电压驱动的MOSFET即使使用8位电压电平也可以非常平稳地开启。线性功率与指数功率是所有因素的区别，PWM是线性的。我们的眼睛无法线性感知光线。电压控制的结果太好了，无法使用。

附录：我已经对PWM进行了广泛的实验，包括调整预分频器。更改PWM占空比不是一个有效的解决方案，尽管如果有人要捐赠一个示波器，我也许可以使其工作起来:)

附录：该项目是一个照明闹钟，类似于飞利浦的这些产品，但需要进行更仔细的调整。至关重要的是，小功率电平之间的灰度必须很小。可接受的最亮的低功率状态约为0.002％，其次为0.004％。如果它是一个X / Y的问题询问有关解决方案，而不是问题的话，这是一个有意的X / Y的问题：我发现了广泛的测试后，我的首选解决方案，我想知道我的解决方案是可行的。该设备目前正在使用一种较不受欢迎的解决方法，其中涉及到更暗的辅助灯。

附录3：我收集到的是BJT晶体管的用途。由于它们是电流控制的，因此电路要困难得多。我有时间画图时需要研究一下。如果遇到麻烦，我会再提一个问题。

TL; DR使用BJT进行线性操作，而不是FET

大多数FET均未达到DC的安全工作区（SOA）的额定值。双极结型晶体管（BJT）。

如果检查任何FET的SOA图，就会发现一组持续时间为1 µs，10 µs，1 ms等的脉冲曲线，但很少有DC曲线。如果您愿意，可以尝试推断到“ DC附近”，后果自负。这意味着制造商不愿意对直流运行中允许的耗电量进行估算。

人们常说FET具有良好的并联电阻，因为它们具有正电阻温度系数。当它们变热时，它们的电阻会增加，因此在变热的情况下电流会减小，并且情况稳定。FET内部由多个并行单元组成，因此它们也共享OK，对吗？错误！

仅用于电阻温度系数。FET还具有另一个温度系数，即阈值电压的温度系数，并且为负。当FET加热时，在恒定的栅极电压下，它会吸收更多的电流。当栅极电压很高时，饱和的开关FET饱和，影响很小，但是当电压下降到阈值附近时，它会很强。随着一个单元的发热，其电流会增加，因此会进一步加热，并有可能导致热失控，一个单元会试图消耗流过该器件的全部电流。

此效果受两件事限制。一是如果没有受到不均匀的加热，模具往往会在相同的温度下开始加热。因此，不稳定因素需要花费一些时间。这就是为什么短脉冲比长脉冲可以使用更多功率的原因。第二个是芯片上的热导率，它倾向于使芯片上的温度均匀。这意味着需要一定的阈值功率电平才能使不稳定度增大。

BJT制造商倾向于在此功率水平上做一个数字，但FET制造商则没有。也许是因为DC SOA电平仅占其FET中“​​标题”功耗的很小一部分，这很难说明。也许是因为在线性操作中，FET的众多优势不复存在，因此仅在任何特定功率水平上都需要使用BJT，而没有商业动机来激励他们使FET具备DC使用的资格。

BJT可以具有大面积稳定结而FET不起作用的部分原因在于它们的工作方式。BJT的“阈值”（0.7 VV _be）是材料的函数，并且在大晶粒上非常一致。FET的阈值取决于薄栅层的厚度，这是制造尺寸，定义不明确（您知道数据表中FET V _gsth的规格有多宽！），因为这是两个大扩散之间的微小差异脚步。

就是说，有些FET具有直流用途。与经过交换机优化的兄弟相比，它们数量很少，而且价格昂贵。他们将进行更多的测试和鉴定，并使用其他方法来牺牲低电阻和一些其他有益的FET特性。

如果要降低基极驱动电流，请使用达林顿晶体管。考虑到要线性工作，额外的0.7 V min V _ce在很大程度上无关紧要。

如果您仍想使用开关FET进行直流工作，那么请坚持使用5％至10％的标题耗散。您可能会摆脱它。

Janka在评论中问了一个有趣的问题，“ IGBT是什么？”。根据此应用笔记，No detailed characterization of IGBTs as linear amplifiers has been carried out by IR, given the limited use of IGBTs in this type of application.

NGTG50N60FW-D数据手册中的VI图形

$V_{GE}$

但是，SOA图

确实有一条DC线，而该线刚好超过200Watts，即设备的标题功率。他们的特征正确吗？

IGBT不需要电流来驱动它，但是与达林顿所需要的基极电压相比，它确实需要更多的栅极电压，因此可能会或可能不会更容易驱动。目前，在这种工作模式下，我尚未找到有关IGBT的任何权威信息。

不幸的是，当在高功耗条件下在线性区域工作时，现代功率MOSFET会失效。

只要漏极电流随温度升高而降低，MOSFET就可以安全地用于线性模式。

大多数MOSFET都有一个分频器，低于该分频器它们会经历热失控，而超过该温度则不会。对于非常“好的”，低Rds（on）的低Vth MOSFET，这种转换发生在很高的栅极-源极电压和漏极电流下。如果您看“最差”的MOSFET，那么某些晶体管在如此低的功率下具有电荷载流子为主的区域，这无关紧要。例如IRFR9110在所有Id> 1A时都是安全的

它的Rds（on）为1.2欧姆，但是​​如果您要在线性模式下使用它，那根本没有关系！

保持安全的另一种方法是保持足够低的功率。功率MOSFET由许多并联的单元构成，在（安全）迁移率主导的区域中均等地共享电流，而在（不安全）电荷载流子主导的区域中均不均流，因为较热的单元会吸收更多的电流，从而变得更热。幸运的是，电池在同一芯片上具有很好的热耦合，因此，如果以足够低的功率运行，芯片温度将不均匀，但不会超过限制。

NASA论文：https：//ntrs.nasa.gov/archive/nasa/casi.ntrs.nasa.gov/20100014777.pdf

更具可读性的OnSemi应用笔记：https：//www.onsemi.com/pub/Collat​​eral/AND8199-D.PDF

MOSFET在线性模式下可以使用，但需要格外小心，因为MOSFET不一定会均匀地分配电流。这是来自的应用笔记 OnSemi （仙童）解释了其中的一些行为-并试图出售较新的设备。

该问题将表现为在明显的安全工作区域中出现故障，尤其是在传统的逻辑电平沟槽FET中。较旧的平面功率FET（IRF / Infineon做到了这一点）和一些较新的类型在线性模式下工作良好。但是，平面功率FET的导通电阻与管芯尺寸的关系往往较差。

在栅极（或基极）电压受限制的情况下使用晶体管将使它们限制电流，这将在晶体管两端引入明显的压降，导致其耗散能量。这被认为是不好的，浪费能量并且缩短了部件的寿命。

当晶体管打算用作开关时，这很不好。如果您打算在线性模式下使用它，则它是预期的操作模式，并且非常好。但是，必须在ordre中遵守某些条件以免损坏它：

1）最高芯片温度，即功率x Rth

Rth是“从模具到空气的热阻”，是热阻的总和：

• 接线盒，请参见数据表，取决于零件的内部构造
• 外壳散热器取决于TIM（热界面材料，油脂，硅垫等，是否绝缘），还取决于TIM的表面积（像TO247这样的大封装比TO220大得多，因此较低的Rth）
• 散热片空气，取决于散热片的尺寸，气流，是否使用风扇等。

对于低功率（几瓦），您可以将PCB接地层用作散热器，有很多方法可以做到这一点。

2）安全操作区（SOA）

这是您的晶体管烧毁的地方。

当以线性（非开关）模式工作时，在相同的Vgs（或Vbe）发热时，BJT和MOSFET都将传导更多电流。因此，如果在芯片上形成热点，则其传导的电流密度将比其余芯片高，然后该热点将发热更多，然后产生更多电流，直到烧断为止。

对于BJT，这称为热失控或二次击穿，而对于MOSFET，则是热点。

这在很大程度上取决于电压。热点在硅芯片上以特定的功率密度（耗散）触发。在给定电流下，功率与电压成正比，因此在低偏电压下不会发生。在“高ish”电压下会出现此问题。“高”的定义取决于晶体管和其他因素。

众所周知，MOSFET不受此影响，“比BJT更坚固”，等等。对于较旧的MOSFET技术（例如，平面条纹DMOS）来说，这是正确的，但对于开关优化的FET（例如，Trench技术）则不再适用。

例如，检查该FQP19N20，数据表第4页，图9，“安全操作区”。请注意，它是为DC指定的，并且图形的顶部有一条水平线（最大电流），在右边有一条垂直线（最大电压），并且这两条线由一条提供最大功率的对角线连接在一起。请注意，这种SOA是乐观的，因为在Tcase = 25°C和其他条件下，如果散热器已经很热，那么SOA当然会更小。但是该晶体管可以在线性模式下运行，不会出现热点。与旧的IRFP240相同，后者在音频放大器中很常用，并取得了巨大的成功。

现在看一下τεκ发布的链接，它显示了SOA图，在右边带有附加线，并且具有非常陡峭的向下斜率。这是发生热点的时间。您不想在线性设计中使用这些类型的FET。

但是，在FET和BJT中，与最大电压相比，热点检测需要较高的电压。因此，如果您的晶体管始终具有几伏的Vce或Vds（在这种情况下应该具有），那么就不会有问题。检查晶体管SOA。例如，您可以使用基于运算放大器的电流源，但是根据运算放大器的输入失调电压，在低电流时也会遇到相同的问题。

更好地解决您的问题...

^{模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

在左侧：您可以PWM一个FET或另一个。不同的漏极电阻决定最大PWM设置下的电流。当左FET的PWM达到零时，您可以继续减小另一个FET的PWM。这使您可以更好地控制低光强度。

基本上就像一个具有位权重的2位功率DAC，您可以通过选择电阻器值进行调整（并且应根据需要调整电阻器）。

在右侧，这是相同的，但是作为电流吸收器接线的BJT提供了低强度的模拟控制。

我建议您使用左边的那个，因为它是最简单的，您可能已经拥有了所有零件。

另一个好的解决方案是使用具有可调平均电流的开关恒流LED驱动器。这是高功率LED的最高效率解决方案。但是，如果驱动LED灯条，这对效率无济于事，因为LED灯条中的电阻仍会消耗功率。

这个问题是XY问题。可以制作一个线性恒流驱动器来驱动LED。但这是非常低效的，对于应用程序不是必需的。
有大量的恒流电路，故必须在网上找到。

通过8位PWM，LED的亮度从零跃升至“读书”水平

您可以使用对数刻度控制亮度。我已使用以下公式获得类似效果。

它基于8位亮度输入输出8位PWM值。0.69可以确保以255结尾。

您可能要创建一个查找表，因为这不是微控制器友好的计算。

也许其他解决方案可能是外部驱动程序，例如Onsemi CAT4101。

您可以将LED电流设置得相当低，然后使用PWM来改变亮度。如果需要更高的动态范围，则必须改变电流设置电阻。这可能是一个数字电位器，或者可能是更复杂的是，一个由D / A驱动的FET（或另一个可变电压源，例如平滑PWM）。

或者，您可以仅在两个值之间切换电流设置，从而为您提供高和低亮度范围。