如何为光耦合器选择随附的组件？

我正在使用光耦合器（MOC3021）通过微控制器ATmega16L感测电器的开/关状态。我该怎么做？我的电源规格是230V，50Hz。如何设计周围的电路并选择电阻值等元件值？

2012年6月13日 编辑 注意：这是我第一次解决这样的电路。请发送任何有用的反馈。（包括我做错的事情或任何改进）

参考上面的示意图。想法是使用该电路确定负载是开还是关。光耦合器的输出引脚连接到我正在使用的单片机ATmega16L的外部中断。中断将监视负载状态。监视后，我可以使用连接到同一微控制器的继电器（继电器充当控制机制）来切换负载的状态。

现在，我尝试计算R1，R2和Rc的电阻值。注意，微控制器的VIL（max） = 0.2xVcc = 660mV和VIH（min） = 0.6xVcc = 1.98V和VIH（max） = Vcc + 0.5 = 3.8V。

计算Rc非常容易。当晶体管不导通时，输出为高电平（3.3V）。当晶体管导通时，输出被拉低。因此从微控制器的角度来看，输出高电平表示负载已关闭，而输出低电平表示负载已打开。

查看SFH621A-3的数据表，在IF = 1mA时使用最低34％的CTR。因此，在1mA输入下，输出将为340uA。因此，为了使微控制器从光耦合器的输出中检测到低压，我可以使用1Kohm的电阻值吗？这样光耦合器的输出将具有340mV的电压（低于VIL（max））

此后的更多时间是漫长的一天。

于2012年6月15日编辑

注意：解决电源线上的电阻（R1和R2）。请检查我的计算和任何适当的反馈。

目的：目的是在10ms的半个周期（20Hz的50Hz全周期）内将LED保持* ON **的最大持续时间。假设LED必须在90％的时间内处于开启状态，这意味着在该半周期内90％的时间内LED至少需要1mA的电流，这意味着LED在10mS的半周期内将处于激活状态，持续9mS。因此，9mS / 10mS = 0.9 * 180（半周期）= 162度。这表明电流在9deg至171deg之间为1mA（从0deg至9deg和171deg至180deg小于1mA）。不要认为接通时间是95％，因为处理整数是整洁的，至少5％在此应用程序中没有任何区别。

Vpeak-peak = 230V x sqrt（2）= 325V。考虑公差。最小公差为6％。325 x 0.94（100-6）x sin（9）= 47.8V

因此，R1≤（47.8V-1.65V）/ 1mA = 46.1 Kohms选择一个比39 Kohms（e12系列）的46.1 Kohms小1的值。现在，与计算得出的电阻相比，选择了较小的电阻值，这意味着流过二极管的电流将大于1mA。

计算新电流：（（325V x 110％）-1.25V）/ 39 Kohms = 9.1mA（太接近二极管的最大If）。稍后再讨论[标签-1x]

首先计算电阻器的额定功率（考虑39 Kohm）（（230 + 10％）^ 2）/ 39K = 1.64瓦（太高）。

返回计算[标签-1x]让我们选择两个22 Kohm电阻。它们加起来达到44 Kohm，这非常接近46.1 Kohm（上面计算得出）

检查两个电阻组合的额定功率：（（230 + 10％）^ 2）/（2 x 22）Kohm = 1.45W。选择22个Kohm电阻，每个电阻的额定功率为1W。

现在，所有这些之后，初始CTR为34％，这意味着1mA输入将输出340µA。但是现在由于有了2x22 Kohm电阻，输出端的电流将略有增加。这意味着上拉电阻Rc两端的电位更高。将光耦合器的输出电压降到500mV以下会不会有问题？

MOC3021是具有三端双向可控硅开关输出的光耦合器。通常用于驱动双向可控硅开关电源。三端双向可控硅开关元件只能在交流电路中使用。

您需要一个具有晶体管输出的光耦合器，最好是一个在输入端具有两个反并联的LED的光耦合器。所述SFH620A是这样的部分。

反并联的两个LED确保晶体管在市电的两个半周期都被激活。许多光耦合器只有1个LED可以工作，但在20Hz的周期内以50Hz的频率提供10ms的输出脉冲。在这种情况下，您还需要将二极管与输入反并联放置，以保护LED在反极化时免受过压影响。

重要的是CTR或电流传输比，它表示对于给定的LED电流，晶体管将吸收多少输出电流。CTR通常不是很高，但对于SFH620A，我们可以选择一个最小值为100％的值，仅在10mA输入时才是，在1mA时它仅为最小值为34％，因此1mA的输入意味着至少的输出。$\mu$

$\Omega$$\mu$

$\mu$$\Omega$$\mu$

如果要使1mA时的CTR至少为34％，则必须使用SFH620A-3。

$\leq$$V_{IN}$$V_{LED}$

$\times$$\leq$$\Omega$$\Omega$$\times$ $\sqrt{2}$ $\times$$\Omega$

$\Omega$$\Omega$，这不是E24值。我们可以选择最接近的E24值并检查我们的计算，或者选择E96。让我们做后者。

就是这样，伙计们。:-)

编辑
我在评论中建议要解决的问题还很多，这个答案的长度可能是原来的3倍。例如，AVR的I / O引脚的输入泄漏电流可能是晶体管的10倍。（不用担心，我检查了一下，我们很安全。）

$\times$ $V_{DD}$
具有足够的输出电流，只是1mA输入电流如此之高，以至于我们需要使用功率电阻器。如果达林顿也仅指定为1mA，则不一定解决此问题。CTR为600％时，集电极电流为6mA，但我们不需要。我们不能对1mA的电流做任何事情吗？大概。对于光耦合器，我提到的电气特性仅为1mA。数据表中有一个曲线图，图5：CTR与正向电流的关系，表明在0.1mA时CTR超过300％。您必须谨慎使用这些图表。虽然表格通常会为您提供最小值和/或最大值，但图表通常会为您提供典型值。您可能有300％，但可能更低。降低多少？没有说 如果您只生产一种产品，则可以尝试，但是可以
$\mu$$\mu$

在我的另一个答案中，我解释了为什么我不在那里使用达林顿光电耦合器：主要原因是达林顿的饱和电压，该电压比普通的BJT高得多，它可以高达1V。对于ATmega16L，您可以低电平时最大使用最大输入电压为0.2×VDD，或者在3.3 V电源下为0.66V。1 V太高。

但这不是无法解决的事情，它只需要几个额外的组件。同时，我们还将对1 mA输入电流进行处理。

要开始使用输入电流，我们必须使用1 mA电流，因为数据表中没有提到任何更低的值，然后您可以尝试尝试，但您只能靠自己，无法保证。但是，FOD816的数据表中有一张有趣的图表。

就是那个。这确实为输入电流提供了低至100 µA的点击率，甚至还很高：350％（请记住这是达林顿）。但是您必须谨慎使用这些图表。表格通常会为您提供最小值或最大值，除非另有说明，否则此类图表将为您提供典型值。那么最低限度是什么？我们不知道，但是100％安全。为了获得更高的安全性，我们将点击率设为50％。因此，对于100 µA的电流，我们将得到50 µA的电流。让我们看看是否足够。

这是修改后的输出阶段。U1的晶体管是光电达灵顿，开通时提供50 µA的电流。我们为R4选择10 µA，因此其值为0.6 V / 10 µA = 60kΩ。稍后我将返回R4的功能。

$H_{FE}$

$\times$

R4仍然需要一些解释。假设我们忽略它。然后，达林顿的所有电流都流向T1。断开时，FOD816的泄漏电流（数据表中称为“暗电流”）可高达1 µA。T1将最坏情况下的最大情况放大到250 µA，这足以使R5两端下降3.3V。因此，输出可能会永远低。
我们为R4选择了一个60kΩ的值。然后，只要其两端的压降小于0.6 V，所有达林顿的电流都将流经R4，而没有流经T1，因为未达到最小基极-发射极电压。那是10 µA。因此，1 µA的暗电流只会引起60 mV的压降，而不会产生基极电流。

我们拥有所有组件的值，唯一剩下的就是将每个输入电阻增加到220kΩ。您可以为此使用1/4 W电阻器。

要确定电路的参数，请从输出所需的内容开始，然后反向进行。对于输出上拉电阻，10kΩ是一个很好的值。除非您有非同寻常的要求，例如电池操作（低功耗非常重要），否则，要在足够低的水平（足以将线路拉高以防止泄漏）和合理的噪声之间进行权衡，但要降低10kΩ，就不能太低，以至于需要太多电流。

当光电二极管中的输出晶体管导通时，Rc两端将最多施加3.3 V电压。3.3 V / 10kΩ= 330 µA，这是晶体管必须能够吸收的最小电流。您需要一些额外的东西，以使该线在应该为低的情况下始终保持在低水平。我要说的是，它至少应该能够吸收500 µA的电流，但是除非您有特殊理由将其切断，否则我将使用1 mA的电流。

既然我们知道输出必须吸收1 mA的电流，那么我们就在光敏电阻的数据表中查看如何驱动它以输出1 mA电流。您正在使用这部分的“ -3”变体，根据数据表的第一页，其保证的最小电流传输比为100％。这意味着该晶体管至少可以吸收与通过一个LED放置的电流一样大的电流。但是，请注意CTR指标上方的“±10 mA”。这实际上是在说，如果您将10 mA穿过LED，那么晶体管将能够吸收至少10 mA的电流。实际上，它在任何其他输入电流下都没有任何承诺。

从数据表中查找更多内容，您会在第3页顶部找到更多信息。在这里，它们实际上显示了1 mA输入的CTR。请注意，现在只能保证为34％。这意味着要获得1 mA输出灌电流能力，您必须以1 mA / 34％= 2.9 mA驱动LED，因此我们的目标是绝对最小电流为3 mA。

您说必须感应的电压是230 V AC。由于这是一个正弦，它将具有325 V的峰值。光电的输出信号进入微型，因此在通电时无需将其作为稳定信号。实际上，对微型电脑来说，能够克服短暂的干扰和故障是一个好主意。我可能会保留一个计数器，该计数器在信号关闭时每ms递减一次，在开启时重置为50。这意味着您必须在50毫秒内看不到任何信号来声明电源已关闭。所需要的只是在生产周期的高峰期出现一点点毛刺，并且该系统将正常运行。请注意，以50 Hz的功率每10毫秒出现一次线路周期峰值。

让我们看看我们在哪里。当电源电压为325 V时，我们希望流过LED的电流至少为3mA。LED的电压将下降至1.65 V（第2页底表的顶部），并且仍应在最低的合理电源线电压下工作。我们的目标是能够检测200 VAC的最小值，即283 V峰值和LED下降后的281V。281 V / 3 mA = 94kΩ。从理论上讲，这就是与LED串联所需的全部功能，每个功率峰值至少触发一次输出。

在实践中，增加一些余量是一个好主意。您希望在每个半周期的合理有限时间内断言输出，而不仅仅是保证有一点点瞬态。考虑到所有这些，我将电阻减半至47kΩ。这将为所有合理条件下的利润提供坚实的基础。

您可能会认为这就是您需要做的，但是等等，还有更多。想一想在高线电压（例如240 V）下会发生什么。峰值为340 V，这将导致通过LED产生7.2 mA的电流。您必须检查允许的最大LED电流，即60 mA，这样就可以了。但是，请考虑电阻器中的功耗。如果我们说最坏的情况是线电压为240 V，则进入电阻器的功率（忽略LED压降）为（240 V）² /47kΩ= 1.23W。该电阻至少应为“ 2 W”然后，它会明显变暖。

另一个问题是需要考虑电阻的额定电压。它必须能够承受340 V的峰值，因此总的来说，您需要一个额定值为2 W和400 V的47kΩ电阻。可以找到这些电阻，但串联使用多个电阻可能更简单。这样可以在串联电阻之间分散峰值电压和功耗。四个12kΩ电阻可以做到这一点，并且仅消耗300 mW的功率，每个功率为85V。除非这是一个批量产品，您可以大量购买该产品，否则它将比单个电阻器更容易找到并且更便宜。因此，所提出问题的答案是将四个普通的12kΩ1/2瓦电阻与LED串联。

请注意，当您显示R1和R2时，不需要在光电二极管的每一侧将它们分开。只需要在某处与LED串联一个电阻即可。由于在这种情况下，该电阻恰好由四个单独的电阻组成，因此您可以按照自己喜欢的任何方式对其进行分压，以使电路的高压端机械地工作最佳。优选地，它们将首尾相连以最大化高压的爬电路径并散发热量。

但是，对于这种应用，我真的不喜欢这种光耦合器，因为它具有如此低的电流传输比，这迫使我们提供大量的LED电流，这会导致电阻消耗大量功率。对于这种应用，其中高电流传输比是有用的，并且速度并不重要，我喜欢便宜且可用的FOD817。该部分的D版本在5 mA时的保证CTR为3倍。他们没有确切说出您获得1 mA的电流，但是可以肯定的是，当输入1 mA电流时，输出可以吸收至少1 mA的电流。

FOD817具有单个LED，但易于处理（FOD814具有背对背LED，但可用性较低，并且不包含某些更高增益的产品）。使用上述的50 ms方案，如果每个线周期获得一次脉冲（每20 ms）就没有问题。除电阻器外，还需在LED上串联一个二极管，并在LED两端串联一个高阻值的电阻，以确保不会因二极管泄漏而产生高反向电压。100kΩ很好，并且足够高，以使其电流与我们的其他计算无关。这样做的另一个优点是，由于只需要较少的LED电流，您不仅可以降低功耗，而且由于LED仅沿一个方向驱动，因此还可以降低功耗两倍。

所以这是我的最终答案：

如果您正在寻找此类应用的较高点击率，请查看Liteon LTV-8xxx系列。至少600％在1mA IF时