低功耗设计-使用晶体管切换分压器？

我有一个非常简单的分压器电路，用于测量100欧姆铂金电阻的电阻。

我希望能够从电源上断开分压器电路以节省功率。

这可能吗？

---------------------------+3.3v
              |
              |
          Transistor----low/high
              |
              |
              R1
              |
              |-------to A/D pin
              |
              R2
              |
              |
----------------------------GND

您的建议是可能的，但是您必须了解一些陷阱。最大的问题是晶体管不使测量失真。您没有给出任何精度要求，但可以说它是10位A / D，并且您不希望晶体管添加超过1个错误计数。在3.3 V标度上，一个10位A / D的计数为3.2 mV。在两个电阻相等的情况下，晶体管的压降不能超过6.5 mV。这完全排除了双极晶体管。

AP通道FET可以做到这一点。同样，如果您希望晶体管的误差不超过0.1％，则当两个电阻相等时，其误差必须小于200mΩ，在最坏的情况下，误差应小于200mΩ。

可以找到100mΩ的P沟道FET，但是N沟道FET更丰富并且具有更好的特性，尤其是在这些低电压下。我会改用N通道低压侧开关：

仅在2.5 V栅极驱动下，IRLML2502保证最大为80mΩ，因此误差很小。如果需要低得多的误差，则除了分压器之外，您还可以测量R2的底部，然后可以在固件中解决开关两端的压降问题。

添加：

您现在已经说出您确实在使用桥接电路，从而改变了问题。当要通过模拟仪表的运动来显示测量值时，这是有意义的，但在使用现代微控制器时则不必要。对于普通的微控制器A / D，由于A / D结果与电源范围成比例，因此您已经有了一个桥梁。实际上，桥接器的另一侧内置在微型计算机中。使用另一个外部电桥和第二个A / D输入只会增加错误。如果分压器的电压精度为0.1％，则可以使用上面的电路。

一些微控制器具有单独的负A / D电压基准线。例如，这在Microchip PIC线上称为Vref-。您可以从R2的底部驱动Vref-来忽略Q1两端的电压。但是，请检查Vref引脚的有效范围。可能不允许它升高到Vdd。实际上，这是一种情况，您可以使用绝对最大额定值代替运行值。当传感器电路关闭时，您只在乎A / D不会被损坏，也不在意它是否正常工作。当然，如果您将A / D用于其他用途，则此方案将不起作用。

有关桥接的更多信息：

已经提出，在这种情况下，“电桥”电路更好，并且可以抵消上述电路中Q1引起的任何电压下降。事实并非如此，至少我对“电桥”电路的解释不是这样。我认为这是打算连接桥的方式：

R1是被测量的可变电阻传感器。R2，R3和R4是具有已知值的固定电阻器。SW1是不使用时用来关闭该电路的开关，以节省功率。进行测量时，SW1关闭。在此示意图中，SW1被认为是理想的开关，R5单独显示以代表其导通电阻。

桥接电路的目的是在V1和V2之间提供差分电压。当仪表需要大量电流并且可以直接连接在V1和V2之间时，这在老式模拟仪表中很有用。注意，电压V1-V2仍然与Vdd成比例。这个电路不是与Vdd无关，因此与由R5电流引起的电源电压的明显误差无关。电桥电路仅在一种情况下与Vdd无关，也就是说，当V1-V2为零时。这就是为什么使用桥式电路的老式模拟仪表将它们与精密校准变量R3结合在一起的原因。您不会将仪表上显示的V1-V2的测量值用作直接测量值，而是将R3设置为V1-V2为零的反馈。在这种情况下，Vdd无关紧要，V1和V2之间的电表阻抗也无关紧要。

今天我们在这里使用微控制器A / D输入的情况完全不同。这些A / D并未设置用于差分测量，而且我们也没有校准的可靠方式来改变R3。但是，我们可以对GND至Vdd范围进行相当精确的电压测量。

如果R5为0，则V1处的电压将与Vdd之比仅取决于R1。由于微控制器中的传感器电路和A / D都产生并测量相对于GND至Vdd范围的电压，因此该范围的精确值被抵消了。

唯一的问题是R5不为零且在某个范围内未知。即使相对于Vdd范围，这也会给V1添加未知错误。实际上，传感器产生的电压是Vlow到Vdd范围的固定分数，而微型仪器则将其测量为GND到Vdd的固定分数。解决此问题的最简单方法是确保Vlow是Vdd的足够小部分，以便可以忽略此错误。

使用桥接电路的建议显然是为了使同时测量V1和V2可以消除该误差。如果R3和R4是众所周知的，则V2是Vlow的直接函数，但会被R4，R3分频器衰减。可以高精度测量V2，推断出Vlow，并将结果用于校正V1读数。但是，R4，R3分频器没有任何优势。如果需要校正Vlow，最好直接进行测量。 在任何情况下，测量V2都不比直接测量Vlow好。由于我们最好测量Vlow，因此不需要V2，因此生产V2没有意义。因此，R3和R4可以省去，没有留下任何可以称为“桥”电路的东西。

问题显示了一个简单的电阻分压器，但在注释中您说您正在使用惠斯通电桥。

R5是开关元件的电阻。两种设置的测量都会受到R5的影响。对于电阻分压器：

$\mathrm{ V_1 = \dfrac{R2 + R5}{R1 + R2 + R5}V_{DD} }$

很明显，较高的R5会增加V1。对于惠斯通电桥，我们有：

$\mathrm{ V_{OUT} = \left( \dfrac{R3}{R3 + R4} - \dfrac{R2}{R1 + R2} \right)(V_{DD} - V_{LOW}) }$

哪里

$\mathrm{ V_{LOW} = \dfrac{R5}{R5 + \dfrac{(R1 + R2)(R3 + R4)}{R1 + R2 +R3 + R4)}} V_{DD} }$

因此，当VLOW> 0时，惠斯通电桥输出也会发生变化。求和不会抵消VLOW！，但在微不足道的情况下（V1 = V2）除外。

如果R1是Pt100 RTD（电阻温度检测器），其电阻为100.0 $\Omega$ 在0°C和138.5 $\Omega$在100°C下。我们假设这是必需的测量范围。如果电桥中的其他电阻均为100$\Omega$在0°C时输出电压为0 V，在100°C时最高。我们可以预期，由于R5导致的误差在100°C时最高。

该图显示了由于R5电阻从0变化而导致的读数误差（％） $\Omega$ 到1 $\Omega$。紫色图用于电阻分压器，蓝色图用于惠斯通电桥。惠斯通有较高的误差！乍一看，这可能令人惊讶，但可以轻松解释：桥的两个分支将200减半$\Omega$的一个分支，就像分隔线有一个。这意味着该桥的VLOW将为原来的两倍。

该图显示了输出电压读数中的误差，我们必须将其计算回到温度值。该场效应管具有$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ 的90 m$\Omega$最大。如果我们以电阻为零的方式计算出100°C的读数，则将得到99.90°C。使用此FET，具有22 m$\Omega$ $\mathrm{R_{DS(ON)}}$ 我们的读数将是99.97°C。

结论
开关的电阻确实会影响读数，但是当您使用带有FET的FET时，电阻会小于0.1％。$\mathrm{R_{DS(ON)}}$ <100 m$\Omega$。

（示意图再次从Olin借用。谢谢，Olin）

如果您已经使用了惠斯通电桥（如评论中所述），则可以使用MOSFET开关，因为它只会影响共模电压，而不会影响信号。只要确保它不会影响您最终的偏移归零即可。

电路应该是这样的：

当然可以。

但可以肯定，它不适用于测量电路。取决于$r_{DS}$MOSFET的精度损失很大。考虑到$r_{DS}$ 既不是稳定值也不是准确值，通常将其指定为最大值。

现在出现了一个问题：为什么使用分压器测量电阻？惠斯通电桥可以提高精度（也可以使用MOSFET开关而不会降低精度）。

另一个注意事项：最好在将输出信号发送到ADC之前使用放大器，否则会大大限制信号的动态范围，并会降低精度。如果要避免双电源供电，则只是一个轨到轨的，具有精密运算放大器（非741 :）的同相放大器。

是的，有可能-您可以使用P沟道MOSFET，其源极至Vdd，漏极至分压器，栅极至uC或您想要控制的任何器件。也是从栅极到源极的上拉电阻（例如10K）。
然后打开，只需将栅极拉到地，关闭即可使其浮空（将uC引脚设置为Hi-Z）

如前所述，取决于您要达到的精度是不正确的方法。这当然不是最准确的，但是如果您对此不太担心，那么它就是最简单的。
如果您选择具有低Rds的MOSFET并检查最小值/最大值，那么您可以轻松确定它如何影响读数并做出决定。

编辑-阅读评论，如果您正在测量土壤温度并且仅需要0.5摄氏度的精度，那么我认为DS18B20之类的东西可能比PT100更合适且更易于使用。一切都装在一个小包装中，用2或3根电线连接。您也可以将它们放在eBay上方便的防水外壳中-这是一个示例。