为什么这个PNP晶体管不触发？

下面的电路应从MCU_LS12上的MCU接收3.3V信号，并输出12V高端信号。

输出始终为12V。在对输出晶体管的基极进行范围界定时，并未“足够”地接地-仅将12V升高至11.5V。

我想念什么？LS12上的输入信号来自MCU，为3.3V，以50％方波发送以进行测试。为什么Q6不会将Q8的基座接地？我可以改变什么？是分隔线吗？

让我们使用EESE编辑器绘制原理图（您应该已经完成​​）：

^{模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

我搜集到您将接线错误。正如安迪（Andy）指出的那样，如果您将其反转，普通的PNP仍然可以充当PNP晶体管。但是通常β值要差得多（由于在BJT中掺杂和物理构建事物的方式）。$Q_8$$\beta$

但是，安迪可能错过了什么[假设我可以认真对待您正在使用MJD127G（数据表）]，那么这就是达林顿！您不会扭转这些期望，并且期望很高。您需要正确安排它们！

既然您已经提到过使用，我会同意这一点。这意味着仅 I C 8 = $R_{LOAD}=200\:\Omega$。这是数据表中的重要图表：$I_{C_8}=60\:\textrm{mA}$

的在此电流下为 mV。因此，您不能期望比 11更好的期望$V_{CE_{SAT}}\approx 800\:\textrm{mV}$跨越 ř 大号ö 甲d。曾经 您需要对此进行计划。而且，如果集电极电流显着增加，则消耗更少的电流。$11\:\textrm{V}$$R_{LOAD}$

请注意，他们使用进行饱和！非常重要。但这是达灵顿。所以这是意料之中的。如果您的负载电流确实只有$\beta=250$那么您的基本电流只需$60\:\textrm{mA}$。$250\:\mu\textrm{A}$

现在，很明显，您还使用达林顿作为！什么？？那好吧。那件事在I C = 10时最小β = $Q_6$ $\beta=5000$！你理智吗 在此发射极跟随器配置中，此处 Q 6所需的基本电流为$I_C=10\:\textrm{mA}$$Q_6$（假设在这样低的电流下， β保持（可能没有）。在任何情况下， Q 6上都没有基准电流。$50\:\textrm{nA}$$\beta$$Q_6$

那么的值是多少？这是- [R 22 = $R_{22}$。但是，占$R_{22}=\frac{3.3\:\textrm{V}-1\:\textrm{V}}{250\:\mu\textrm{A}}=9200\:\Omega$为 - [R 25，我会使用一个$50\:\mu\textrm{A}$$R_{25}$那里。R 25的值最多应为$7.2\:\textrm{k}\Omega$$R_{25}$，所以我会坚持的东西$50\:\mu\textrm{A}$那里。（我非常想把它做得更大。但是，这到底是什么。坚持下去。）因此， R 22 = $22\:\textrm{k}\Omega$。$R_{22}=\frac{3.3\:\textrm{V}-1\:\textrm{V}}{250\:\mu\textrm{A}+50\:\mu\textrm{A}}\approx 7.2\:\textrm{k}\:\Omega$

^{模拟该电路}

如果您增加了负载，只需遵循计算即可。

你为什么要使用达灵顿？啊。现在您提到您的负载可能会超过。所以这很有意义。$3\:\textrm{A}$

让我们重做这种负载的事情：

^{模拟该电路}

达灵顿将下降更多的电压，现在将消耗大量功率。实际上，它会比您敢于申请的更多！看一下热阻以及最高工作温度！假设您没有在板上做一些非常特殊的事情来使散热更好，那么您的散热量不能超过该设备上的$1.5\:\textrm{W}$

因此，尽管所有数字都算是“可以”，但是您仍然遇到一些问题。

1. 达灵顿的耗散率太高了好几倍。
2. $1.5\:\textrm{V}$$10.5\:\textrm{V}$

除此之外，似乎还可以。

您需要处理耗散。这是MOSFET开始看起来不错的情况之一。

$V_{BE}$$\approx 0.7V$$3.3V-0.7V=2.6V$$V_{CE}$

$V_{CE(sat)}$

$I_C \approx I_E = \frac{V_B \;-\;0.7V}{R22} = \frac{3.3V \;-\;0.7V}{220\Omega}\approx 12mA$

问题在于，只要该电路在12V电源轨上具有电压裕量，它就可以用作电流源。在您的电路中，它会迫使那些12mA电流与Q8的BE结并联进入R25（2.2kΩ）（假设您正确连接Q8，即在电路中交换C和E）。

$\frac{0.7V}{2.2k\Omega}\approx 0.31mA << 12mA$

它的基极电流为12mA，足以使输出晶体管饱和，并使它用作导通开关（这是您所需要的）。但是，您不会像预期的那样将其基极接地，因为“驱动器”晶体管Q6不能像开关一样工作，而是作为（可切换）电流源工作。

我假设PNP晶体管（Q8）故意与发射极和集电极互换，以便在饱和时获得略低的Vce。这种技术不时地被使用，但是确实存在反向发射极-基极电压击穿的潜在问题，所以如果有意的话，也要进行数学计算。如果没有，请继续阅读。

输出始终为12V。

在没有负载且使用高阻抗仪表的情况下，并且通过Q8的泄漏电流较小，输出将趋于轻微上拉至12伏，这就是您所看到的。

在对输出晶体管的基极进行范围界定时，并未“足够”地接地-仅变为12V，然后变为11.5V。

12伏和基极之间的结点是一个正向传导二极管，对于中等的基极电流，它可能仅下降0.4伏至0.7伏之间。这不是问题。基极电流由Q6的基极上的3.3伏设置-它会在Q6的发射极上“投入”约2.7伏，并迫使约12 mA的电流流过R22-该电流将主要通过Q8的基极（ （约10 mA）以将其打开。

我想念什么？

除了输出负载以及可能错误地连接集电极和发射极以外，其他都没有。

注释1）当使用BJT晶体管作为开关（而不是放大器）时，将发射极直接连接到电源，发射极和电源之间没有电路元件。对于NPN晶体管，将发射极直接连接至NEGATIVE电源轨（例如，GROUND），对于PNP晶体管，将发射极直接连接至POSITIVE电源轨（例如，12V_IGN_ON，我认为这是您的电源）。将收集器连接到要打开或关闭的负载上。[类似地，对于MOSFET开关，将MOSFET的SOURCE引脚直接连接到电源：N-MOS的SOURCE到NEGATIVE电源；P-MOS的正电源源。将漏极连接到负载。]

注释2）达林顿对中的输出晶体管不会饱和（完全导通）。它会接近饱和，但永远不会达到饱和。考虑到这一点，与使用饱和状态的“标准” BJT晶体管相比，您使用的达林顿晶体管将耗散（浪费）更多的功率，并且发热量更高。因此，当使用达林顿对时，将有更少的功率可用于传递到负载。TL; DR：切勿在必须在截止（OFF）和饱和（ON）之间切换的开关电路中使用达林顿对晶体管。

注释3）IMO，在设计BJT开关电路时最容易进行电流计算。假设输出负载消耗的最大电流为100 mA。假设您用饱和度beta为10的小信号PNP BJT（例如2N3906）代替了Darlington晶体管Q8（请参见数据表）。对于一阶近似计算，我们使用

Q8_IC_sat = Q8_Beta_sat * Q8_IB_sat

因此，

=> IB_sat = IC_sat / Beta_sat
= (-100 mA) / (10)
=> IB_sat = -10 mA

因此，从Q8的基极流出的电流必须至少为10 mA。该基极电流通过串联在Q6的集电极和Q8的基极之间的适当值的限流电阻 R_X进行“编程” 。（nb消除电阻R22和R25。）

R_X = ((12V_IGN_ON) - (Q8_VBE(SAT) @ Q8_IC=100mA) - (Q6_VCE(SAT) @ Q6_IC=10mA)) / 10mA

将Q6替换为NPN BJT，例如小信号2N2222A。现在的目标是在对微控制器的数字输出引脚进行编程以产生逻辑高电平输出时使Q6饱和。再次查看2N2222A的数据表，我们看到饱和度beta为10。因此，从微控制器的数字输出引脚流到Q6的基极的所需电流为：

Q6_IB_sat = Q6_IC_sat / Q6_Beta_sat
= (10 mA) / (10)
=> IB_sat(Q6) = 1 mA

可通过串联在微控制器的数字输出引脚和Q6的基极之间的适当值的限流电阻R_Y来编程此1 mA电流：

R_Y = ( (microcontroller VOH) - (Q6_VBE(Sat) @ Q6_IC(sat)=10mA) ) / 1 mA

其中“ VOH”是微控制器的数字输出引脚上逻辑高电平输出信号的最小电压（请参见微控制器的数据手册以找到VOH）。

VOH <= uC digital output pin logic HIGH voltage < 3.3V

您需要使用基极电阻正确偏置Q6。目前，它是一个发射器关注者。因此发射极处于3.3V-Vbe = 2.6 V

第二个bjt处于饱和状态