如何正确使用运算放大器？

自从在这里发布以来，我从来没有因为使用运算放大器而迷失，听到了以前从未听说过的新东西（Vom，Vcm等）。我一直以为OP AMPS只是插上电源就可以使用，每次都可以...非常错误。

我有几个问题，如果你们中的任何人都可以回答，那么我将不胜感激。仍然有些困惑，但是确实清除了一些问题。

为了保持一致，我将在整个示例中使用此运算放大器。MCP601

VCM：共模输入范围

这是我的理解-它的范围是MCP601可以愉快地接受而没有出现任何问题，如果超出或低于这些范围，操作人员将看到意外错误。

示例：输入=音频信号（1.2V pk-pk）VDD = 4.8V VSS = GND

VCM-上限= 4.8-1.2 = 3.6

VCM-下限= 0-0.3 = -0.3

VCM- = 3.6-（-0.3）= 3.9V$V_{CM_{PP}}$

输入的正周期= 600mV +（VDD / 2）= 3$V_{IN}$

输入的负周期= -600mV +（VDD / 2）= 1.8$V_{IN}$

= 1.2Vpk-峰$V_{IN}$

表示输入Vpk-pk合适吗？

VOM：输出电压摆幅

这是我的理解-MCP601在削波之前可以输出的范围。

示例：输入=音频信号（1.2V pk-pk）VDD = 4.8V VSS = GND增益= 3.2

输入偏置= VDD / 2 RL = 5k

VOM-上限= 0 + 100mV = 100mV

VOM-下限= 4.8-100mV = 4.7V

VOM- = 4.7-100mV = 4.6V$V_{OM_{PP}}$

输入的正周期=（3.2 * 600mV）+（VDD / 2）= 4.32V$V_o$

-输入的负周期=（3.2 * -600mV）+（VDD / 2）= 0.48V$V_o$

-$V_o$ =（4.32-0.48）= 3.84V（去耦电容之前）。$V_{o_{PP}}$

这就是我理解如何计算两个$V_{CM}$和。对我来说，这款运算放大器在Vin上也不会出现问题，也不会对Vin进行愉快的放大，但是，当它钳位在2.84Vpp时，情况恰恰相反。从上面的计算中，这对我来说没有多大意义。VCM和VOM都应得到满足。由于VOM的Vpp为4.6V，这>理想情况下我的Vo为3.84Vpp，而VDD为4.8V，因此应该放大到3.84Vpp没问题吗？$V_{OM}$

如果有人可以告诉我如何实际计算VCM和VOM，那将是惊人的，我相信此方法缺少某些内容，或者我不了解某些基本逻辑。我想通过这种方法来了解输入和输出限制。

如果有人可以解释为什么通过VCM和VOM计算，我可以将这两者关联起来，并且可以消除我的任何困惑，那么如果我将VDD增加到6.1V，则此配置有效。

^{模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

您的第二个数据表剪断单位是mV，而不是伏特，输出范围是相对于电源电压的。因此，使用4.8V电源和5K负载（至0V）时，线性输出范围为0.1至4.7V。如果将输入和输出偏置在2.4V，则可以得到4.6Vp-p。运算放大器的输出不能超过（甚至不能满足）电源电压。

如果输入偏置为2.4V，则您的输入范围为-0.3到3.6V，因此根据输入范围，您只能处理2.4Vp-p =（3.6-2.4V）* 2的输入电压，但是您也可以需要确保输出不饱和。

您的电路的增益为+3.2，因此输入电压必须在+/- 0.71875V或1.4375Vp-p的范围内，这将产生完整的输出范围，因此输入范围不受限制。

只要您有足够的电源电压，并且在工作范围内偏置输入，并且要牢记可用的输出范围，就可以在单个电源上使用几乎任何运算放大器。

通常，对于低功率电路，您将需要使用比所示值更高的电阻。显然，您正在以低于5K的5K ||（2.2K + 1K）加载输出，因此无法保证输出摆幅。通常，您可以将反馈电阻的电阻至少提高10倍，甚至更多。如果您可以将负载增加到25K或100K，并将反馈电阻增加100：1，那会更好。如果电阻很高，可能必须在R3两端增加一个小电容器以确保稳定性。

我相信我知道了这个难题。

从事这样的项目并在某种程度上使用运算放大器，例如寻找特性，通常不会像输入偏置电流，Vom，Vcm等那样从大学毕业。

试图弄乱所有这些术语往往会使我感到困惑，并有点覆盖了我对运算放大器了解的基本知识。

$V_{OM}$$V_{CM}$$V_{in}$$V_{out}$$V_{OM}$$V_{CM}$

我没有考虑的是由于运算放大器的架构，运算放大器内部存在压降。

意味着除非运放完美，否则运放无法轨到轨（内部无电压降）。

对于上面的问题，是一个单电源同相放大器，这意味着它需要偏置才能使“负”摆幅。

以供参考：

因此，其4.576V-2.288V-0V

$V_{DD_{pp}}$$V_{DD_{p}}$

通过实验，我发现放大器的压降约为1.616Vpp

我们将做2种情况，

输入_1 = 860mVpp

输入_2 = 1.14Vpp

增益= 3.2

输入_1：860mVpp

VCM：

$V_{IN}$ <3.376

Vin：

$V_{IN}$

Vin在Vcm范围内

VOM：

$V_{OUT}$ <15

$V_{OUT}$

Vo在Vcm范围内

您会期望信号表现出预期。

输入_2：1.14Vpp

VCM：

$V_{IN}$ <3.376

Vin：

$V_{IN}$

Vin在Vcm范围内

VOM：

$V_{OUT}$ <15

$V_{OUT}$

Vo在Vcm范围内

您可能希望信号表现出预期，但事实并非如此。

在我的示波器上，它削波为2.96Vpp，但我们希望输出为1.14Vpp * 3.2 = 3.648Vpp？发生的是运算放大器的电压降。

如上所述，运算放大器的压降为〜1.616Vpp，因此请按照实际情况进行数学运算

VDD -Vod = 4.576-1.616 = 2.96Vpp !! 这实质上是在告诉我们运算放大器可以实际驱动的功率。现在这一切都说得通了。

从本质上讲，运算放大器说的是轨到轨，这意味着至少我能看到的是，您的Vin和Vout通常不会违反运算放大器的VOM和VCM

这就是为什么当我将VDD增加到6.1V时它可以工作的原因，因为运算放大器实际上可以驱动到3.648Vpp的预期输出，如下所示：

Vdd-Vod = 6.1-1.616 = 4.484，因为运算放大器的新限制现在为4.484Vpp，并且由于3.648Vpp <4.484Vpp，您可以在输出上看到它。

Vpk-pk = 3.6-（-0.3）= 3.9V。
表示输入Vpk-pk合适吗？

可能吧 CM范围的中点此处不是Vdd / 2，而是3.9 / 2 = 1.95V。然后，这将允许输入信号高达3.9Vpp。。但是，您的增益会限制输出。

如果输出没有削波，则输出将保持在线性范围内。它被定义为根据连接到VL = 2.5V的> 5k的负载，从两个供电轨进行@ 100mV的对称削波。这是因为CMOS轨到轨运算放大器在Nch或Pch驱动器上的削波电阻约为250欧姆。如果负载变为Vss = 0，则高于Vss的压降较小，但低于Vdd的压降更大，因为与VL@2.5V的规格相比，现在电流是两倍

当输入和差值参考在CM范围的中间附近都是公共的（零差）时，Vin {pp} * Av = 1.2 * 2.4 = 3.84Vpp将适合线性输出范围。（请记住，您的电源电压接近2V）在此示例中，它也适用于Vdd / 2 = Vcm偏置。

建议：使用R最小值25k进行反馈和负载组合

负反馈增益可降低所有运算放大器的输出电阻。但是削波会导致负反馈完全消失。由于当Vgs减小时FET在RdsOn中上升，这就是Vdd，因此众所周知，它会像CD4000系列逻辑一样在5V以下迅速上升到1kOhm，并在Vdd min时更高。