这种Butterworth过滤器有什么问题，如何进行改进？

我使用Sallen Key拓扑设计了一个20KHz截止频率的6阶Butterworth低通滤波器（感谢Andy Aka）。滤波器在截止频率和滚降方面表现出预期的效果，但是，在截止频率之上有几个数量级的变化时，我所期望的频率响应会发生一些变化。

为什么衰减会降低110KHz，然后在1MHz后变得稳定？

编辑：今天我做了一些更多的模拟。我使用了2个非理想运算放大器，结果也差不多。然后，我使用了我认为是LTSpice的理想运算放大器。该符号称为“ opamp”，需要使用spice指令才能使用。结果如下：

最初，我认为理想的运算放大器不会遇到我在实际运算放大器中遇到的问题。确实没有。但是，在0.6GHz至0.7GHz之间，我注意到一个奇怪的行为。这与之前看到的不同。

我将值缩放了10。所有R除以10，所有C除以10。

我现在已经用另一种方法将值缩放了10，即使电阻更大。

编辑二：

根据大师的要求，我现在有更多的图形：

具有阻抗缩放比例的理想运算放大器的图；最高10MHz的限制。

原始电路图，最后有一个额外的RC：

按照Guru的要求绘制OP275：

原始设计的最终图，但反馈回路中带有缓冲区：

恐怕更改运放类型将无济于事。观察到的效果（对上升频率的阻尼较小）是低通Sallen-Key拓扑的典型缺点。

原因如下：对于上升的频率，运算放大器的“经典”输出信号会减小（如所希望的）-但是，同时有一个信号通过反馈电容器到达输出（信号绕过运算放大器）。该信号在运算放大器的有限输出阻抗上产生输出电压（对于上升频率，输出阻抗甚至会增加）。因此，该有害信号在高频中占主导地位，并且将阻尼限制在一个固定值。

如果在很大的频率上需要更多的阻尼，唯一的解决方案是使用另一种滤波器拓扑（Sallen-Key /负，多反馈MFB，GIC等）。

对于经典的反相米勒积分器（反馈路径中的电容器），可以观察到相同的效果。

编辑/注释：当然，可以使用正反馈路径内的另一个缓冲放大器（驱动反馈电容器）来抑制这种不良影响。但是，此方法需要另一个运算放大器。

编辑2：根据您的阻尼要求-仅将三个滤波器阶段的最后一个使用另一个滤波器拓扑（MFB）就足够了。作为另一种选择，您可以在第三个滤波器级之后添加一个无源RC低通和一个缓冲级。

编辑3：这是一个简单的“技巧”，用于改善阻带中现有滤波器电路的衰减：修改所用部件的阻抗水平。例如：将所有电阻增加一个系数k（例如：k = 10），并将所有电容器减小相同的系数。因此，所有时间常数和整个滤波器的位置都保持不变，但是直接连接到运算放大器输出的方法现在包括一个较大的电阻器（R2，R4，R6）和一个较小的电容器。对于非常大的频率，这应将输出端的剩余电压降低至app的值。** r，out /（r，out + RX）**分别具有RX = R2，R4，R6。

标准的Sallen-Key设计假定您使用完美的运算放大器。

LM324运算放大器的运行速度非常慢，我惊讶的是它显示了滤波器的运行状况。

执行更多模拟，更改您使用的运算放大器类型。使用较快的运算放大器，较慢的运算放大器和理想的运算放大器。我不特别了解LTSpice，但是大多数仿真器都有一个通用运算放大器，您可以设置其参数，否则，只有一个电压源模块可以设置高增益。

发生的事情是，放大器的无模型增加的相移正在改变滤波器组件的理想响应。

尝试“预失真” Sallen-Key的设计以补偿放大器速度超出响应提升的1MHz问题频率并不是一个好主意。首先，使用这些分量值和放大器，通带和过渡带是正确的。其次，运算放大器的带宽限制没有得到很好的控制，因此每个新版本都可能有所不同。

有两种方法可以改善滤波器的响应。首先是使用更快的运算放大器。但是，这只会使问题在频率上提高，而不能完全消除。使用比您需要的运算放大器更快的运算放大器还会导致其他问题。缓慢的运算放大器可让您摆脱不良的布局或去耦，而快速运算放大器则会使您不稳定。

如果阻带的持续深衰减对您很重要，则处理阻带中凸起的第二种方法是使用低阶无源“屋顶”滤波器，在这种情况下，截止频率约为300kHz。

编辑出色，可与其他放大器选择一起探索仿真。

1）具有理想的运算放大器。通带和过渡带看起来非常理想。

650MHz处的小皱纹是什么？检查振幅，它在-640dB线以下。现在，根据我的总和，64位实数耗尽了16个十进制数字〜320dB。我本来希望只看到-320dB以下的垃圾和噪音。但是也许线索在于640 = 2x320。LTSpice是否使用128位实数？如果是这样，我不会相信-640dB以下的任何值，就像在编程时一样，您不会期望if（float == 0.0）测试能够始终如一地工作。

热噪声处于-174dBm的水平。1kW PA的功率为+ 60dBm。这是234dB的动态范围。

那么，在650MHz下发生了什么？Spice没有/不应该具有表示它的精度，并且音频世界无法开始使用该明显的动态范围。我认为我们可以忽略它。

这说明了在y轴上使用dB的优点和缺点。强度-它使您可以紧凑地表示巨大的动态范围。弱点-如果您不注意并注意数字的含义，则可以将一些无关紧要的细节吸引到噪声中。

2）随着阻抗水平​​的提高。

LvW的优势在于，他对小型电容器前馈的分析直接进入了输出。这表明了运算放大器的另一种非理想性，即其有限的输出阻抗。阻抗越高，效果越好，表明这是一个原因。

在这里，我不同意更快的运算放大器无济于事。通常，运算放大器的输出阻抗可在较宽的带宽内保持较快的运算放大器。尽管对于低频LM324型放大器很少显示输出阻抗曲线，但对于视频类放大器却很常见，并且它们趋于平坦到令人惊讶的低频，然后由于闭环耗尽增益而以每倍频程6dB开始上升。 。

当然，更快的运算放大器不能治愈的问题，但仍然会耗尽在某些频率僵硬的输出，但它会推动问题更高的频率，这使得它更容易屋面过滤器手柄。

Brian认为奇数阶滤波器因极点而受益。当您执行三阶Sallen-Key部分时，输入端会有一个真正的RC部分，这将为远端阻带提供6dB的衰减，而与运算放大器无关。

进一步的情节要求

a）使用带有原始阻抗滤波器组件的LM324，在原始6阶滤波器和新的7阶滤波器的同一图上绘制一个图。这是为了查看单个真实RC改善1MHz提升的效果。

b）在同一图表上绘制的曲线显示，具有较高阻抗成分的LM324曲线和“理想”运算放大器的曲线仅在10MHz时才出现。这是为了查看改善阻抗水平后仍能从更好的运算放大器中获得多少收益。

c）我的用于音频工作的“去”放大器是OP275。LTSpice应该为此提供一个模型。在同一图表上看到具有原始阻抗成分的LM324与OP275将会很有趣。

布局草图-仅用于交流，因为我无法在草图中添加草图，说明Rs和Cs如何配置为三阶部分，以及如何在反馈中放置缓冲区（对于实际设计，我不建议这样做） ，仅用于有趣的实验）

^{模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图}