用于高阻抗输入的钳位分压器是否是一种良好，坚固的设计？

我有一个交流输入，如下所示：

1. 可以连续在±10V至至少±500V的范围内变化。
2. 从大约1 Hz到1 kHz运行。
3. 需要> 100kΩ的阻抗，否则其幅度会改变。
4. 有时可能会断开连接，并使系统遭受ESD事件的影响。

当输入电压低于20V时，我需要使用ADC将波形数字化。当它高于20V时，我可以忽略它，因为它超出范围，但是我的系统不需要损坏。

由于我的ADC需要相对较硬的信号，因此我希望将输入缓冲以用于进一步的阶段（在这些阶段中，我将对其进行偏置，将其钳位在0V至5V，然后馈入ADC）。

我为初始输入阶段设计了以下电路，以获得安全，强大的输出，可以将其馈送到后续阶段：

^{模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

我的目标是：

1. 确保源上的阻抗大于100kΩ。
2. 将±20V输入更改为大约±1.66V输出。
3. 提供坚硬的输出。
4. 安全处理连续的高压输入（至少±500V）。
5. 处理ESD事件时，无需在±7.5V的电压轨上倾倒大量电流/电压。

这是我进行电路设计的理由：

1. R1和R2形成一个分压器，将电压降低12倍。
2. 该TVS二极管迅速做出反应，以防止ESD事件的输入，他们倾倒我强烈地，没有任何东西倾倒在我的（弱）±7.5V轨。
3. 该TVS二极管还处理极端过压通过分流到地（持续±500V）。在这些情况下，限制电流已超过R1。
4. D1和D2将分压钳位在±8.5V，因此C1不需要高压电容器。在R1之后，通过它们的电流也受到限制。
5. C1解耦输入信号。这将是双极电解。它需要具有相对较大的电容，以使1 Hz信号不受影响地通过： ç1» $$\frac{1}{2 \pi R_2 C_1} \ll 1 \text{ Hz}$$ $$C_1 \gg \frac{1}{2 \pi \times 1 \text{ Hz}\times220 \text{ k}\Omega} = 8 \mu\text{F}$$
6. R3和C2（R3 = R1）补偿运算放大器中的输入电流偏置和失调（而不仅仅是将输出短路至负输入）。还形成一个低通滤波器： $$f_c= \frac{1}{2 \pi R_3 C_2} = 36 \text{ kHz}$$

这个电路是否最适合我的目标？我可以期待它有任何问题吗？我是否应该进行任何改进，或者有更好的方法来实现自己的目标？

编辑1

1. 我最初说这需要连续处理±200V，但我认为±500V是一个更安全的目标。

2. 为了使TVS二极管按原样工作，需要将R1分为两个电阻，如@ jp314所示，这里为R1a和R1b：

^{模拟该电路}

编辑2

这是修订的电路，其中包含了到目前为止收到的建议：

1. 电源上的齐纳二极管（@Autistic）。
2. 电阻引入其中（@Spehro Pefhany）。
3. 快速BAV199二极管（@Master；@Spehro Pefhany建议的BAV99的低泄漏替代品，尽管最大电容约为2 pF，而不是1.15 pF）。
4. TVS二极管位于前端，并已升级至500 V（@Master），因此它仅处理ESD事件，从而保护R1。
5. 从运算放大器输出到负输入（@Spehro Pefhany和@Master）完全短路。
6. 将C1减小到10μF（@Spehro Pefhany）; 这会在1 Hz处引入0.3％的压降，虽然不如最初的220μF电容低，但会使电容器的采购更加容易。
7. 添加了1kΩ电阻R6以限制流入OA1的电流（@Autistic和@Master）。

^{模拟该电路}

您的D1和D2将承受输入浪涌，而不是TVS-将220k分成200k + 20k，并将20k的部分置于TVS和二极管之间。

或者只是在该节点与GND之间使用4.7 V齐纳二极管。

您不需要R3 / C2。同相运算放大器输入在偏置电流直流路径（不是220K）上“看到” R2（20K），因此，如果将其替换为短路，则偏移量可以忽略不计。如果您坚持使用R3 / C2，请参见下面的计算。

220K代表1Hz时0.7uF的电容电抗，所以我认为一个小的且廉价的（且非泄漏的）10uF陶瓷电容器就可以了，以正交方式添加大约7％，因此总效果小于0.3％ 。但是，由于钳位可能会产生一些影响，因此最好根据您期望它的行为进行调查。钳位时，它“看到”与低阻抗钳位串联的20k，因此时间常数缩短了11倍。

R1 对于可靠性至关重要-实际上所有电压都下降了-R1必须是高电压类型，其额定值可以承受您期望的任何瞬变，特别是如果此输入电压来自电网时，可能意味着几kV。Vishay VR25可能合适（含铅）。不要在这里here。除非最后几分钱比可靠性更重要，否则我不赞成为此目的使用多个普通电阻器—一个适当额定值的部件应该可以，除非您需要串联使用两个适当额定值的电阻器以获得更高的可靠性。

我将失去TVS，并考虑直接使用分流器（例如齐纳对）或将低电容开关二极管（例如BAV99对）钳位到预偏置的分流器（例如齐纳二极管或TL431）（在电源轨上带有电阻）。后者比直接使用齐纳管的电容要小得多，因此如果对您来说很重要，则在1kHz时将引起较少的相移。在200V in时，钳位电流小于1mA，因此，只要R1能够承受其承受的任何EMF，它的负担就不会很大。我建议的两个选项都可以轻松钳位100mA，至少需要很短的时间。

R3 / C2并不是真正的低通滤波器-R3和运算放大器的输入电容是低通滤波器，理想情况下，C2应该选择大得多，因此，如果输入电容为15pF，则可以使用1nF或类似的东西。如果您有一个非常不合适的运算放大器（能够具有非常高的频率），并且由此产生的相移影响了稳定性，那么仅使用20K便会遇到麻烦，当然，短路不会带来该问题。

^{模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

原理图上的OP AMP和二极管的P / N无关紧要。二极管D3 D4是jFET MMBF4117的一个BAV199或2个栅极至沟道结。OA1是OPA365。必须选择C3，以便为C3上的滤波器R1 / 2提供足够低的通过频率。

R2和R3最好是精密薄膜电阻器，甚至是一个电阻器网络的两个部分。它们定义了您的零漂移。

R5必须额定为1 kV电压，可以串联使用多个0603电阻器。

而且，为安全起见，您可以在OPA365的同相输入和R1 R2的中点之间添加一个1 kOhm的电阻。如果情况真的很糟，它有助于限制输入电流。

高功率电压限制器（例如TVS二极管或压敏电阻）最好连接在INPUT和GND之间。它的电压约为600-800V。

您使用哪种OPA？如果是FET输入OP AMP（输入电流低于100 pA），则不需要R3 C2。另外，如果您不关心直流偏移，则最好卸下R3 C2。

我看不到TVS二极管30 V的值。绝对同意@Autistic。您可以将其与输入并联（在R1之前）并排，并更改为500-700 V型。然后，它的功能是：保护R1和其他电子设备免受800 V以上的短时尖峰脉冲的影响（我不知道您的应用是否会遇到这种麻烦）。

考虑到隔离间隙，R1必须额定为1000 V或由一系列0603或更大的电阻实现。

至于“真正的”钳位：预偏置的BAV199的@Spehro Pefhany（一个SOT封装中的两个低泄漏二极管）的想法看起来最好。我不太在乎流向电源轨的电流：它们受到4 mA（800 V / 200 kOhms）的限制，它可能小于您使用的一种运算放大器的电源电流。

为什么不将R2（我认为它是一个分压器）放在C1之前，并使用非常大的电阻器（1 MOhm）代替R2，这可以使C1减小至几uF。