输入耦合至具有二极管偏置的AB类放大器。一个或两个电容器？

将输入信号交流耦合到二极管偏置的AB类（推挽/互补对）时，我看到两种不同的方法：

1. 用单个去耦电容器连接在偏置二极管之间的信号：

2. 信号通过单独的电容器直接连接到每个晶体管的基极：

这两种方法之间的实际区别是什么？这个比那个好吗？

这是一个可编辑的电路，显示了第二种方法的基本思想（注意：值并不现实）：

^{模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图}

这是第一个电路的另一个模拟（由Tony Stewart提供）。

二极管的目的是在晶体管的基极之间设置偏置电压，从而设置通过推挽电路的较小的空闲电流。这使其可以在AB类中工作，并降低了交叉失真。但是，二极管应热耦合至晶体管，以防止热失控。同样，由于这个原因，应该使用发射极电阻。

无论如何。

只要两个二极管都导通，例如流过二极管的电流为几毫安，它们的动态阻抗就会很小，例如10到20欧姆，因此晶体管将由低阻抗驱动。在这里重要的是，该偏置电流是由电阻R1和R2产生的。

因此，当我们想要较高的正输出电压（可能是较高的输出电流）时，由于TR1被驱动至接近正电源轨的电压，因此R1上的电压将较低。由于TR1的基极电流仅来自R1，所以这是一个问题：对于足够高的输出电流，TR1的基极电流将吸收R1可以提供的所有电流，因此D1将关闭并且不再起作用。

如果两个输入电容足够大以在感兴趣的频率下具有低阻抗，则第二种配置会更好地工作：在这种情况下，信号源通过电容提供交流基极电流，并且R1 / R2仅设置直流工作点。

因此，如果需要额外的性能，则第二种配置是更好的选择。因为它解决了电阻器必须足够小以允许足够的电流流过最大输出电流所需的基本电流的问题，所以它也允许R1 / R2具有更高的值。

当驱动大电流时，这会有些复杂，因为每个组件的选择都会影响输出阻抗，驱动器静态电流，谐波失真，阻尼比的结果，从而影响低频下反电动势的电压，从而影响“低音浑浊”。

自然地，由于肖特利效应对Vbe和Tjcn的影响与二极管相同，即使二极管的功率额定值过小或过大，即使热匹配也可能引起问题，因此，随着偏置R引起的Vbe变化，ESR会极大地影响输出空闲电流。

为了确定最佳的Cap配置，您需要了解此放大器小于单位增益。那么为什么会有损失呢？在哪里呢？以及为什么对于最大程度地减小电压衰减以实现良好的低频响应如此重要，但是在这种情况下，这将以空闲功耗和较大的输出C值为额定纹波电流或负载电流为代价。

问题很简单，就是将某f处的电容器阻抗与源阻抗和输入阻抗进行比较，以查看电容帽的阻抗是否显着。与晶体管和二极管的R比率设计和Pd比率选择中的其他因素相比，这两种选择的差异很小，因此它们以所需电流偏置输出级以实现低输出阻抗，这实质上是源阻抗驱动基础/ hFE。

你想知道更多吗？

然后，您需要定义更多规格。

包括： Pmax，Vmax，负载最小值，f min，THD最大值，最小阻尼系数（通常便宜的设计为10，更好的为100）源阻抗。

扬声器阻抗越低（例如4 Ohms），则热失控设置和PNP与NPN之间的hFE匹配就越关键，而使用+ / 5V则可以轻松产生5W。更好的设计能够将0.3W功率输入60欧姆耳机或几个8欧姆扬声器。使用1N400x二极管代替小信号1N4148必须在二极管串之间使用一个电位计，以降低Vf，但必须调整它们之间的50或100 Ohm电位计，以适应扬声器负载和所需的输出功率以及hFe的失配。（希望他们在20％以内）

tinyurl.com/y9pdw3uv是我最新模拟中的一个示例。注意扬声器中的RMS功率，您可以更改R值，并且每个电源（-ve）的RMS功率最高效率应为30％，或者两个电源的效率均应为60％。注意电位器如何影响每个信号和直流最小电流。这样可以提供非常好的阻尼系数和输出的直流响应。如果源为0Vdc，则可以进行DC耦合输入。

• 如果不匹配，未知的hFE功率晶体管会产生问题。
  • 这些S8050 / S8550已针对hFE进行了分级，请在后缀中注明。