Questions tagged «operational-amplifier»

有关运算放大器的构造和应用的问题，

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为什么我的部分IE转换器电路具有较大的失调电压？
以下电路是增益可调的有源电流电压转换器。 原理图 未显示：电路上电但未使用时，反相输入通过10K电阻保持为低电平。每当进行测量（包括IN悬空的校准测量）时，该电阻就会断开。 模拟开关和运算放大器上的电源为+/- 11.5V。典型的VOUT范围在-10V至+ 10V之间。 目的 该电路用于测量纳安级范围内的电流。输出上的几个mV很大。恒定偏移量并不是真正的问题，因为可以通过使用开路输入测量输出并将其减去后续测量值来轻松地校准它们。 每个板有6个或更多这些电路。 组件 所选的运算放大器具有非常小的（<10 pA）失调和偏置输入电流，以及非常小的失调电压（<1 mV）。这是AD8625AR。 SW1A和SW1B是同一CMOS开关（ADG1236）的不同极。它们一起切换以选择反馈电阻，该电阻确定转换器的增益。源极和漏极引脚上的最大泄漏电流为1 nA（开或关）。未显示的开关（用于通过10K电阻将反相输入保持为低电平）的性能类似。典型的泄漏电流非常小（<0.1nA）。 问题 我遇到的问题是，在某些批次的电路板上，这些电路中的某些（或全部）电路具有较大的失调，而这些失调在上电时会缓慢衰减。但是，大多数板卡始终稳定，偏移很小。 IN悬空的VOUT上的典型失调小于1 mV。在受灾的板上，失调可能高达120 mV。 当患难的电路板上电时，失调将缓慢地（几天后）稳定在〜5 mV。断开电源后，偏移量会再次累积，因此在关闭几天后重新打开电源时，它又变高了。 每个板上都有一堆这些电路。在第一批5个板中，所有这些板均受到影响。在下一批中，没有任何受影响。在最近一批中，每块板都有一个受影响的电路，但并不总是相同的。 在最坏的情况下，所有模拟开关的最大泄漏电流将为1.2nA，从而在最高增益设置下产生12mV的失调，因此我认为这不能解决我所看到的所有失调。 失调电压还能从哪里来？是否存在常见的电路板缺陷会导致这种现象？
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将80年代风格的计算机卡带连接到FPGA
我正在FPGA上重新实现一台1980年代的Microbee计算机（请参阅此处），并试图弄清楚如何执行卡式盒端口。这是原始Microbee盒式磁带接口的示意图： （来源：toptensoftware.com） 我也在技术手册中找到了对此描述： 卡带数据输出仅由一个RC网络组成，该网络接收来自DB1（PIO的引脚28）的信号。将该信号衰减然后解耦，然后再将其发送到盒式录音机的MIC输入。该信号出现在5针DIN插座的3针上。 盒带数据输入电路稍微复杂一些。来自DIN插座的引脚5的输入首先传递到衰减器-解耦器。紧随其后的是一个CA3140运算放大器，可以在信号传递到PIO DBO的引脚27之前对各种输入电平进行平方运算。运放的反相和同相输入两端的两个二极管会截取大于任一方向上二极管正向电压的任何输入信号。CMOS运算放大器需要47pF电容器进行预补偿。 我的问题： 描述中的“去耦”是什么意思？ 如果将同一电路连接到Xilinx Spartan 6 FPGA上的两个I / O引脚（通过Nexys3上的PMod连接器），是否可以工作，如果不通过，是否可以使其工作？ 首次尝试，基于答案中的注释，但输出电阻不应串联。 出于上下文和教学原因，我将其保留在此处，请参见下一个示意图 MicrobeeSchematic2 http://www.toptensoftware.com/fpgabee/MicrobeeCassettePortSchematic2.png 新问题： 比较器的极性是否正确？ 对于MCP6546，Vss是否接地并且Vdd是否为3.3V？ 我不确定在原始电路的磁带输入两端如何制作“点状”电阻。 合并有关比较器输出为漏极开路的反馈： MicrobeeSchematic3 http://www.toptensoftware.com/fpgabee/MicrobeeCassettePortSchematic3.png 我可以在MCP6546上使用哪些替代品，而我在澳大利亚的零售商店中找不到。我可以得到LM311或LM393，从我的判断中可以看出它们是相似的。这些效果会一样好吗？
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如何使运算放大器比较器在施密特触发器模式下工作？
我想控制一个小型12V机箱风扇。我将设置R 1，R 2和R 3的值，以使风扇在40 o C 以上的温度下工作。 我知道，在这类系统中，会有一个不确定的区域，比较器的输出将在高电平和低电平之间快速变化。在这种实际情况下，当温度在40 o C 附近时，将出现不稳定的行为。 有什么办法可以通过尽可能少地改变使其在施密特触发模式下工作（例如，在38 o C以下停止，在42 o C 以上启动，并将先前的状态保持在38 o C和42 o C之间）的方式来实现；无需使用任何施密特触发器逻辑门。
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LM358（运算放大器）用于光传感器？
我正在看这个光传感器： 为光传感器配备LM358（我相信是双运放）到底有什么意义？也许我遗漏了一些东西……但是它的确切目的是什么？ 我知道这可能是一个简单而愚蠢的问题。但是，为什么不从光传感器中读取模拟数据呢？
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运算放大器分析：“负反馈规则”何时适用？
当我们构建使用负反馈的运算放大器电路时，如下所示： ...我们能很容易地分析的电路中，通过假设由于负反馈（当还假设运算放大器是理想的，当然）。v-= v+v−=v+v^- = v^+ 除了这些简化模型出现故障的明显高精度情况之外，这什么时候以及什么时候无效？ 例如，如果我们将反馈电阻器替换为其他元件-也许是电容器，电感器，二极管（常规硅二极管，齐纳二极管等），或者将它们与其他常见电路元件组合使用-我们怎么知道简化是否有效？ 同样，即使我们使用电阻作为反馈元件，但随着电阻变得非常非常高，在某些时候，我们几乎可以认为它是开路的，因此很明显，此模型在整个过程中都会发生故障。 因此，问题是：在什么约束下这种近似“足够真实”以给出有用的结果？ 编辑： 再举一个例子，考虑基本的反相对数放大器电路： 如果我们解决肖克利二极管方程 一世d= 我小号（ev D / VŤ− 1 ）iD=IS(evD/VT−1)i_D = I_S(e^{vD/VT} - 1) 对于vD，我们得到 （忽略1，它与指数无关，因为指数将非常大）vd= VŤln（我d一世小号）vD=VTln⁡(iDIS)v_D = VT \ln{\left(\frac{i_D}{I_S} \right)} 如果然后使用虚拟短方法来查看 我们得到的输出正确的表达：一世d= v我ñ− 0[R我ñiD=vin−0Rini_D = \frac{v_{in} - 0}{R_{in}} vØ ü Ť= - VŤ⋅ LN（v我ñ一世小号[R我ñ）vout=−VT⋅ln⁡(vinISRin)v_{out} = -VT \cdot \ln{\left( \frac{v_{in}}{I_S R_{in}} …
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运算放大器电路表现不理想
在网上发现了一个电路，该电路应该可以准确地执行我想要的操作（控制冷却风扇），但是它始终都处于“打开”状态。不知道原理图是否有错误或我错过了其他什么。 如果热敏电阻“冷”，则应关闭风扇。随着温度升高，风扇应继续运转。目前，风扇始终处于打开状态。我已经仔细检查了接线等，并确保按照图片进行操作。我已经用R4代替了10K的微调器，以进行温度触发调节。 这是电路图： 这是我正在写的文章。 UPDATE： 做了一个模拟（使用Qucs），看看如何在电路应该表现。我使用了用万用表测量的电阻器的实际值（请参见下面的讨论）。这是屏幕截图： （注意：我在零件箱中找不到风扇，所以我插入了一个二极管以达到效果） 运算放大器是否可能会出现端子问题，导致电压电平混乱？它是全新的，但这并不是说它没有被静态压缩。 另一个更新：决定使用Qucs来查看热敏电阻“加热”时电路可能会做什么。随机选择R1的一个值，便 得出了以下结论： 此仿真显示了运放偏置发生变化以产生“低”输出，但是Q1的基极仍然很高，并导致风扇上的电压下降约2.4V。对于那些在下面与@vicatcu进行对话的人来说，这表明电路中可能存在设计基准。有谁知道将Q1保持在“开”位置的其他方法？ 741 OP-AMP 数据表 更新＃3： 使用给出的一些指针，我设法对电路进行了有效的仿真。 顶部电路是热敏电阻“冷”的，除了漏电流，风扇实际上是“关闭”的！底部电路显示热敏电阻“热”，并带有舒适的11.4V驱动。现在的诀窍是如何使用单个电源实现这一目标！我打算使用单个12V电源组来驱动电路。这些电路具有双电源。我尝试用分压器进行仿真，以从单个电源分压电压，但是，当热敏电阻在“热”时下降时，它将电路上的电压拖至约2V，而风扇的电压约为0.8V。不完全是“ ON”。我确实有一些备用9V电源组，因此可以使用12V和9V电源组为上述配置中的电路供电，但是如果我能摆脱一个单一的电源，那将是理想的选择。 更新4： 这是随着温度变化（摄氏度）的热敏电阻电阻的粗略图
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光电晶体管跨阻放大器
我有一个典型的NPN光电晶体管。我让它在公共收集器配置下工作；参见本应用笔记的图2 。 增加Re会增加灵敏度，但会降低速度。我研究光电晶体管已有几天了，我认为跨阻放大器可以在不牺牲速度的情况下为我提供额外的灵敏度，因为我不再需要重新加载发射极了。 但是，我似乎找不到简单的实现。绝大多数应用笔记都描述了光电二极管。与光电二极管不同，光电晶体管需要偏置，并且讨论使用光电晶体管的少数应用笔记假设其跨阻放大器中存在负偏置电压。我需要一种与单电源运算放大器一起使用的解决方案。 跨阻放大器的同相输入上的虚拟接地是否会正确偏置光电晶体管？通常，虚拟地在VCC和GND之间，但我认为并非必须如此。我的光电晶体管饱和电压为0.15V；给定VCC = 3.3V，这是否意味着我的虚拟地可能在〜3V？ 有没有更好的方法来设计该电路？我希望输出尽可能靠近GND，因为可能会有第二级放大器。 编辑： 有关该应用程序的更多详细信息。我正在感应光线水平；低，非常低，然后关闭。环境光没有问题，因此我不想过多地关注这个问题的光电晶体管方面。感兴趣的带宽约为1-10 kHz。普通收藏家几乎可以工作；我在保持所需带宽的同时将Re提高到可以达到的最高水平，但是我仍然希望Re大约大2倍，这会导致信号过慢。
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PSRR与增益之间的关系
Wikipedia表示电源抑制比（PSRR）是相对于输入的输出噪声与电源噪声的比值： PSRR定义为电源电压变化与其在运算放大器中产生的等效（差分）输入电压的比率。 拉扎维（Razavi）的《模拟Cmos集成电路的高质量设计》似乎说了同样的话： 电源抑制比（PSRR）定义为从输入到输出的增益除以从电源到输出的增益。 那么从电源到输出的总抑制比随运算放大器的闭环增益而变化吗？ 那么，具有+40 dB增益和100 dB PSRR，电源噪声为0 dBV的运算放大器在输出端会具有-60 dBV噪声吗？维基百科的例子似乎说，它将是-120 dBV，我不明白。 PSRR是否还有输出组件？就像降低放大器的增益一样，输入参考噪声也会降低，对吧？但是，从电源到输出级之间耦合的恒定分量是否开始占主导地位？ ADI公司的MT-043则表示： PSRR或PSR可以指输出（RTO）或输入（RTI）。可以通过将RTO值除以放大器增益来获得RTI值。在传统运算放大器的情况下，这将是噪声增益。应当仔细阅读数据手册，因为PSR可以表示为RTO或RTI值。 这是真的？您如何从数据表中找出使用哪种方法？
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该电路的名称是什么？
模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图 我曾尝试使用Google进行搜索，但我的关键字实际上并没有增加任何内容。 我想详细了解这种电路; 它在哪些应用中有用？如何选择C1？我记得，它提供的DC增益为1，但是提供了由反馈电阻设置的AC增益。 它有名字吗？ 另外， 我应该强调，这个问题的重点是C1及其在电路中的位置。
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这些运算放大器的限制因素是什么？
我设计了一个多反馈带通滤波器 input voltage = 100kHz sine wave, 80mV amplitude gain = 2 AV, center frequency = 100kHz pass-band = 10kHz output voltage => centered around +2.5V supply voltage => +5V 设计上的限制是我必须使用单电源运算放大器。 计算是针对每个人的运算放大器进行的，我通过两个运算放大器获得了理想的结果：OP27和OP355NA 注意事项： 尝试了以下所列的多个JFET运算放大器 使用理想的运算放大器来检查计算是否正确 下面的电路是在Proteus和LTSpice软件上构建和测试的。两者都产生了预期的相同结果。 电路设计： 模拟分析（增益为2，以2.5V为中心） 频率响应（中心频率为100kHz） 问题在于这些零件要么是表面安装（OP355NA），要么是非常昂贵的（OP27）。我付不起超过20美元的运放费用。 这些是我可以使用的单轨运算放大器，它们都不如预期！ Tl 081 TL 082 TL 071 Tl 074 LM …
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撬棍电路导致运算放大器电路发生意外行为
我正在使用运算放大器来放大来自微控制器的输入信号，该微控制器通常工作正常。 对于过压保护，我添加了直接从TL431数据表第27页图32中获取的撬棍电路，这为我不太了解的电路增加了一些不良行为。 使用TL431在2.5 V电压下触发和分压器 R3R3R_3/R4R4R_4撬棍应在4.8 V的运算放大器输出电压下触发并烧断保险丝。但是我看到的是，一旦输出电压达到3 V，输出就会下降到0.75 V，并保持在该水平，直到输入电压下降足够远为止，在正常操作下，输出应低于0.75V。之后，它将再次按预期工作，直到达到3 V或更高的输出为止。 在对撬棒电路的讨论中，我发现数据手册中所述的电容器的放置和尺寸可能并不理想。会以某种方式引起我的问​​题吗？如果不是，那么还有什么可能导致此行为？ 编辑：为了适当的上下文为增加的撬杠，我用运算放大器输出调节激光器的功率。我必须确保不会因5V的输出短路而永久打开激光器，该5V用作运放和PCB上其他部件的+ Vcc。由于我不需要超过4.2V的输出，并且在正常操作期间不应获得更多的输出，因此，我想出了最好用撬棍烧保险丝来防止这种情况的发生。 数据表： 保险丝：https : //www.mouser.de/datasheet/2/358/typ_MGA-A-1388649.pdf 运算放大器：https：//www.mouser.de/datasheet/2/609/AD8605_8606_8608-877839.pdf 双向可控硅：http : //www.ween-semi.com/sites/default/files/2018-11/BT137S-600D.pdf 模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图 更新：完全去除C1并不能消除上述现象，但是会将其发生时的电压提高到3.3V
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运算放大器噪声：信号路径中何时有电阻？
对于何时将电阻视为信号路径，何时将其视为运算放大器噪声计算，我感到困惑。例如，采用以下电路： 模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图 在道格拉斯·塞尔夫（Douglas Self）的书中发布了一个非常相似的电路，他提到信号路径中（同相输入上）唯一的电阻是100ohm电阻R3，因此R1和R2不会产生噪声。据我了解，电阻器可以建模为与噪声发生器串联的理想或无噪声电阻器，因此我认为例如，如果我用给出的噪声发生器代替R1 如果串联R1，则该噪声发生器应通过运算放大器的噪声增益进行放大。那么为什么R1和R2不在信号路径中？4 KŤ乙[R-------√4ķŤ乙[R\sqrt{4KTBR} 作者还提到了以下电路，它是一个简单的反相放大器，其同相输入端带有一个电阻，用于补偿偏置电流。 模拟该电路 在这种情况下，作者提到了电阻R3会引起噪声，因此我不明白，在两个电路中，都有一个电阻连接至同相输入，但是在第一个电路中，它不会产生噪声，但会在噪声中产生噪声。第二个电路，那么我如何知道电阻何时（在信号路径中）产生噪声，何时不产生噪声？它似乎不是很直观。 编辑：我模拟了第一个电路并进行了噪声分析，我发现如果R3的值很小，那么改变R1或R2的值不会影响噪声输出，并且噪声仅取决于R3（加上反馈电阻）我只是关注同相输入），但是如果R3不小，那么R1或R2的值确实会影响噪声输出，但是，我相信这是因为分压器效应是在衰减第一电阻器R3的噪声，不是因为R1或R2对总噪声输出有所贡献，所以是的，要加重混淆，似乎只有R3在同相输入的信号路径中，并且R1和R2对输出没有任何热噪声，我不明白这一点。做一个更简单的模拟， 我还模拟了第二个电路，实际上，如果改变其值，（第二个电路的）R3确实会影响噪声输出。因此，我的观察结果是：当用作同相放大器时，同相输入中的分流电阻不会产生噪声，而用作反相放大器时，同相输入中的电阻会导致噪声。
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