Questions tagged «switch-mode-power-supply»

我正在设计基于H桥的24V至350V DC-DC转换器。功率要求为500W，电路工作频率为20KHz。该设计工作得相当好，在200W负载下，我已达到约90％的效率。电路的主要问题是振铃。当变压器连接到H桥时，波形失真/响起。没有变压器，即使在负载下，波形也非常干净。下图显示了连接了变压器但没有任何负载的波形。 我发现在所有FET上增加一个电容器有助于最大程度地减小失真。这是我的o镜显示的一张照片（左为无负载，右为200W电阻负载）。请注意，变压器的输出由全桥整流器整流，并由电容器进行平滑处理： 所以我的问题是：为什么我的FET两端的电容器可以最大程度地减少失真？电路中正在发生什么？我最初在FET两端添加了一个RC缓冲器，但是在没有电阻器而只有电容器的情况下，该电路的性能要好得多！ 这是原理图和布局的图片：

10 switch-mode-power-supply  h-bridge  capacitance 

我已经绕了我的第一个电感器，并用两种方法验证了电感。 但是，当我测试它的饱和电流时，它比公式给我的值低得多： Bpeak=V⋅TonAe⋅NBpeak=V⋅TonAe⋅NB_{peak} = \dfrac{V\cdot T_{on}}{A_e\cdot N}（单位：伏特，微秒，mm 2，匝数） 我将设置为0.2 Tesla，并且我在内核中使用N87材料。BpeakBpeaķB_{peak} 我承认我的绕组很松散，但除此之外，我不确定是什么原因会导致如此低的饱和电流。这一直导致我的升压转换器每次爆炸。 这是我的测试电路，用于测量饱和电流，增加脉冲宽度直到达到饱和为止，还用于方法2的电感测量。 模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图

10 switch-mode-power-supply  inductor  magnetics 

我需要一些电源布局方面的帮助。由于我没有必要的经验，因此我将前两次迭代都搞砸了，我想避免再次进行昂贵的运行。 为了完整起见，这是先前的（相关）问题： 降压/升压开关调节器的噪声问题 我的设备由锂离子电池供电，但需要3.3V的工作电压。因此，Vin = 2.7-4.2V，Vout = 3.3V。我决定使用LTC3536降压/升压型开关稳压器：http：//cds.linear.com/docs/en/datasheet/3536fa.pdf 我基本上将参考实现（数据表的第1页）用于1A / 3.3V电源。这是原理图： 有三个独立的接地层：PGND，来自电池并连接到LTC3536；GND是从引脚3分支出来的信号地，而AGND则用于从GND平面分支出来的模拟传感器等。 这是2层板的最新版本。红色是顶层，蓝色是底层。它与LT的演示板非常接近。我注释了不同的接地平面以及VBATT和VCC。 设计注意事项 我试图坚持我在数据表中找到的建议以及对上一个问题的回答。如上所述，我使用3个不同的接地层，并使用0欧姆电阻将其单点连接。我尝试使用类似星形的方法来路由VCC。AVCC使用0欧姆电阻连接到VCC。 问题 先前设计的问题之一是我使用芯片侧面的过孔连接了U3的裸露焊盘。这需要很多空间。我现在意识到LT在其演示板上直接在裸露焊盘下方添加了过孔。我不知道这是可能的-我需要对这些通孔做一些特别的事情吗？ 我对地平面的位置不确定。此刻，GND平面从引脚2/3伸出，并使用0 Ohm电阻连接到AGND和PGND平面。该电阻的放置是一种随机的atm。 整个电路使用MAX16054软性电源开关IC切换，该IC连接到U3的SHDN（引脚10）。MAX16054连接至VBATT和GND（非PGND）。这可能会引起问题吗？ 任何意见将不胜感激！

10 power-supply  pcb-design  switch-mode-power-supply  boost  buck 

我想用手缠绕一个smps变压器进行原型制作。变压器的规格如下： 变压器参数 芯材： EE16，NC-2H或同等材料，ALG间隙为88.55 nH /t²梭芯EE16，水平，10针，（5/5） 绕组细节 屏蔽： 15T x 3，35 AWG 初级： 105T，35 AWG 第一半偏置： 6T x 4，30 AWG 2nd Half /反馈： 6T x 4，30 AWG 中学： 7T，22 TIW 缠绕顺序 屏蔽（2–NC），主（4–1），偏置（5–3），反馈（3–2），5 V（10–8） 一次电感 1.074 mH，±10％ 初级谐振 频率1000 kHz（最低） 漏电 感95μH（最大） 我已经购买了EE16磁芯，骨架和铜线。谁能解释我如何真正完成此任务？特别： 每个绕组CW / CCW朝哪个方向启动？ 如果匝数很少填充一层，该怎么办？ 我看到了另一个变压器设计，在该变压器设计中，并联线圈连接到相同的端子，在这种情况下，我们是将两个线圈并排还是在不同的层上旋转？

10 transformer  switch-mode-power-supply 

目前有一个Google竞赛正在进行，称为小盒子挑战。设计一个非常高效的交流逆变器。基本上，逆变器会被馈入几百伏的直流电压，胜出的设计将取决于其以最高效的电方式产生2kW（或2kVA）输出的能力。还有其他一些标准需要满足，但这是最基本的挑战，组织者表示必须达到95％以上的效率。 这是一个艰巨的任务，这让我把它当作一种练习来思考。我已经看到了很多逆变器H桥设计，但它们都将PWM驱动到所有四个MOSFET，这意味着有4个晶体管一直在造成开关损耗：- 上面的图是我通常阅读的逆变器设计，但是下面的图令我震惊，因为它实际上将开关损耗降低了2倍。 我以前从没看过它，所以我想如果有其他人的话我会在这里-也许有一个我不认识的“问题”。无论如何，如果有人想知道为什么要发布此帖子，我决定不参加比赛。 编辑-只是为了解释我认为应该如何工作-Q1和Q2（使用PWM）可以生成（滤波后）“平滑”电压，该电压可以在0V和+ V之间变化。为了产生交流电源波形的前半个周期，Q4导通（Q3关闭），而Q1 / Q2产生PWM开关波形以产生从0度到180度的正弦波。对于第二个半周期，Q3导通（Q4断开） Q1 / Q2使用适当的PWM时序产生反相的正弦波电压。 题： 在这种类型的设计中我是否没有意识到某个问题-也许是EMC辐射或“它只是愚蠢而已”！

10 mosfet  switch-mode-power-supply  h-bridge 

我最近一直在缠着数码管，这需要高压电源（〜150V-200V）才能打开。 我到处搜寻了一个简单的高压发生器，发现该电路使用555定时器来获得170V至200V之间的可调，稳压高压输出。 我得到了所有零件，并在面包板上制作了原型。插入9V电池并绝对确定它不会在我的脸部爆炸后（例如，意外地向后装上一个盖子），我测量了输出电压，并在没有负载的情况下获得了不错的210V输出，并调整了微调电位器，以提供最大电压。 不幸的是，当我连接数码管时，电压就下降到约170V。我精确测量了有多少电流流过，发现该配置的效率仅为15％。该电路在没有负载的情况下在输入上消耗约100mA的电流！数码管本身在170V时汲取约0.8mA的电流，而输入则汲取约120mA的电流。 170V×0.0008A9V×0.1200A=0.136W1.080W≈12.59% efficient170V×0.0008A9V×0.1200A=0.136W1.080W≈12.59% efficient \frac{170V \times 0.0008A}{9V \times 0.1200A} = \frac{0.136W}{1.080W} \approx 12.59\% \text{ efficient} 我将其归结为由于切换效率低下而造成的损失（我确实将其布置在试验板上），所以我花了一个下午的时间制作PCB版本，同时仔细遵循我能找到的任何SMPS PCB布局指南。我最终用一个额定为400V的电容器替换了输出电容器C4，因为250V仍将其切得太近了。我还使用了陶瓷盖，而不是使用说明中建议的薄膜盖。 但是，效率仍然没有显着差异。 我还注意到，输出电压似乎与输入电压成正比变化。在9V时，负载时电压将接近170V，而在8V时负载将达到140V。 所以现在，我开始认为我要么错过了一些显而易见的东西，要么这种升压转换器电路有点糟。不用说，我可能会研究其他更有效的设计，但我仍然很想发现该电路为何如此运行。 我想连接负载时的电压降可以通过以下事实来解释：555没有为开关产生足够长的占空比，因此没有足够的功率传递到输出。 与输入电压成比例的输出电压变化可能是由于缺少稳定的参考电压而引起的。反馈环路使用输入电压作为参考，因此更像是稳压电压“倍增器”。 但是我仍然不知道没有负载时从输入端汲取的100mA电流会流向何处。根据数据表，555个定时器消耗的电流很小。反馈分压器当然不会拉得那么近。所有输入功率都去哪儿了？ tl; dr有人可以解释或帮助我了解为什么该电路很烂吗？

10 switch-mode-power-supply  555  boost 

当从液晶电视的几个开关模式电源中读取原理图时，我注意到将PWM脉冲传递到MOSFET栅极的引脚具有并联的二极管和电阻。 有些图没有它。但是他们有很多。我想这对IC控制器的驱动器有一定的保护作用。 虽然我不确定。在第一个图中，二极管和电阻并联，在第二个图中不并联。

9 switch-mode-power-supply 

这是我第一次设计全桥驱动程序。我在输出端响铃时遇到问题。我为此做了一个PCB。这是板顶部的图片。 背面 输入到L6498驱动器，死区时间为250ns 全桥的空载输出电压 输出，带空载变压器CH1：变压器电压CH2：变压器电流 完整设定 我遇到的问题是连接负载时输出波形顶部的振荡。向变压器施加负载只会使振铃更严重。我已经测试了所有MOSFET的栅极，即使加载了变压器，其波形也非常干净，没有尖峰。唯一的问题是电桥输出波形。该评估板的中央有一个1uf薄膜电容器。我尝试在MOSFET旁边的主电压轨处添加一个2200uf电容器，如下图所示。我也有一个电流互感器来测量电容器电流。 添加电解电容后，即使仍连接变压器，输出波形也会改善。CH1：全桥输出电压CH2：电解电容器电流。 问题是：在整个桥的极轻负载下，电解盖会变热。在高负载下，通过电容器的电流在峰值时约为30安培。电容器很热。如果在电源轨上增加更多电容会改善振铃，我应该使用哪种电容器？更大的薄膜电容器会帮助振铃吗？响铃是布局问题吗？如果是这样，那么PCB电源走线应该更短吗？

9 power-supply  capacitor  mosfet  switch-mode-power-supply  layout 

互联网上有很多关于开关电源的预期寿命的文章，但是大多数文章都讨论了PSU接近满负荷的情况。我正在设计一种需要待机状态的电子设备，正在使用具有24V-5A输出的COTS PSU，如下所示： 我的设备功耗几乎是这样的： 接近满负荷时的5％的时间。 55％的时间处于20％的满负载。 待机时间的40％（约占满负载的1％）。 我知道一切都取决于PSU的质量及其设计规格，但是中国供应商并未提供有关其产品的足够可靠的信息。尽管我们从负责任的供应商那里购买它们。 我通常可以期望PSU的使用寿命为10年吗？ 有人说，不管负载消耗多大，输入电容器（在高交流电压下）或光耦合器都会在几年后毁坏。是真的吗 如果是，那么其他许多电子系统，例如电视，多年来一直使用交流电源，如何解决了这个问题呢？

9 power-supply  switch-mode-power-supply  lifetime 

已关闭。这个问题是基于观点的。它当前不接受答案。 想改善这个问题吗？更新问题，以便通过编辑此帖子以事实和引用的形式回答。 3年前关闭。 我真的很想学尽可能多的关于电力电子，开关电源和整体模拟设计的知识。不幸的是，我的大学的计算机工程课程仍然相对较新，并且没有这些特定的课程。 我已经看过亚马逊上的评论了，但是我真的觉得我不信任那里的评论。 如果我可以从大量的经验中汲取经验，那么学习这些基础知识的好的电源教科书将是什么？

9 power-supply  power  switch-mode-power-supply  power-electronics 

我正在修理使用两个电源的电池充电器。TH20594（两者均找不到任何信息）控制主PSU，而神秘的芯片控制自举/备用电源（较小变压器上的辅助绕组为TH20594提供电源）。它不起作用，但是我找不到有关该芯片的任何信息。 该芯片是一个很小的6引脚SMD封装（TSSOP-6？），标记为“ 67A”。 这是电源原理图的一部分（尽管不能保证准确性）。 有谁知道它是什么芯片，以及在哪里可以找到它的数据表（以及TH20594）？ 67A： TH20594： 编辑：绝对是“ 67A”。

9 switch-mode-power-supply  identification  surface-mount 

我已经读过《杀死我的MOSFET的原因》，它似乎呈现出与我的MOSFET类似的电路（我的次级也被中心抽头，并且有两个高速二极管整流成10R / 400uF负载） 变压器为12：1，我的电源电压在300mA时在10v至25v之间。 由于我认为雪崩击穿，晶体管正在发热。我使用了50V的设备，示波器显示的是〜200V的设备。在每种情况下，DS电压都会振荡直至击穿（如果电路中有足够的能量）。我想通过此电路推动10W，最好是100W。我意识到面包板对于100W设计不可行，但应该做10个。 振铃频率为2.x MHz。电源输入电容器不是低esr或特别高的值。

9 power  mosfet  switch-mode-power-supply 

在共模扼流圈中，我的理解是，共模电流会产生磁通量，这些磁通量会加在一起，从而增加它们之间的有效电感，从而使这些电流衰减。 当差动电流流过共模扼流圈时，磁通将沿相反方向流动，因此没有耦合，单个磁通将抵消为净0磁通，从而有效地使电感显得很小。 因此，当我查看具有电感规格的共模扼流圈的规格时，此额定值仅适用于共模信号吗？那是我的猜测，但我仍在努力获得更好的理解。

9 switch-mode-power-supply  inductor  emc 

这是尝试将基于ATtiny84a的降压调节器设计为PWM控制器。它应该从4S锂电池（12.8-16.8伏）到合理调节的12V输出，用于驱动接受10-14V输入的伺服电机。4S LiPo太高，而3S LiPo太低，尤其是当我想要额定12V扭矩时。该设计旨在在最坏的情况下提供40安培的电流（淘汰大多数电动机）。 我不能购买其中之一，因为一旦我离开10-15A范围，所有的DC DC转换器都是专为工业用途而设计的，并且具有笨重的外壳，非常昂贵，需要24V输入或其他此类不匹配的情况我目前的要求。 想法是使用AVR中的内置模拟比较器来检测目标电压是否过高或低于目标电压，并在检测到欠压时生成确定持续时间的脉冲。 我将在面包板上用20条规格的导线焊接在大功率路径的元件引线上。 我知道在尝试进行布局时，应使“交换节点”和反馈路径尽可能短。我还将所有未使用的面包板走线都接地，以制成穷人的接地平面。 我尝试选择一个饱和电流与我的最大输出电流匹配的扼流圈，以及一个饱和电流高于我的最大输出的降压电感器。 94 uF和3.3 uH的转折频率约为9 kHz，我想AVR的运行速度会比这快得多。我正在考虑每次检测到欠压时使用5 us脉冲，然后再次返回以寻找欠压。这样得出的最大频率（接近100％占空比）为200 kHz。 这是原理图：https : //watte.net/switch-converter.png

9 schematics  switch-mode-power-supply  buck 

关于电源开关噪声和音频，我当然有一个经典的问题，但是对于到目前为止我在该主题上发现的东西，我无法从现实中脱颖而出。 设定： 我的笔记本电脑带有外部电源和/或电池 具有自己电源的无线电接收机（即笔记本SMPS不供电） 无线电接收器将音频信号输入笔记本的输入端口 笔记本计算机通过RS232（调谐等）控制无线电接收器 问题： 如果我从笔记本计算机上拔下电源并用电池供电，则一切正常 但是如果使用笔记本SMPS，我会听到音频中的大量噪声 谁能告诉我问题可能出在哪里？关于接地回路的讨论很多，但我很难相信它们确实存在于如此小的规模的装置中。 我是否可以假设笔记本中的接地电平变化可能是一个问题，并且笔记本的线路输入是非差分输入的呢？还是有更可能的解释？ 最好的解决方案是什么？使用运算放大器构建差分输入放大器，并将其输出馈送到线路输入中？我该将哪些用作运算放大器的接地参考？ 意见和答案中的拟议解决方案 从答案看来，可能存在两个问题：1.接地环路； 2.从音频线中的外部SMPS进行RF拾取。 建议的解决方案是： 差分放大器解决方案。优点缺点？ Kortuk：使用接地屏蔽罩与音频链路中来自SMPS的RF拾音器作战。优势：无形的解决方案；坏处？问题：对接地回路没有帮助吗？ Russell McMahon：音频线路中的音频变压器。优点：简单；缺点：不易采购，价格昂贵或频率响应差。问题：这对音频线路中的RF拾音有帮助吗？ 罗素·麦克马洪（Russell McMahon）：将EMC铁氧体夹在音频线上以对抗射频拾音。无助于接地回路。问题：这对可听范围内的噪声有帮助吗？据我了解，铁氧体仅有助于过滤非常高的频率。 David Kessner＆Mary：将笔记本计算机接地。这会将CM噪声接地。优点：便宜，简单；缺点：需要额外的电线来处理。问题：既要消除射频拾音器（如果音频接地被分流）又要避免接地环路？ 玛丽：铁氧体吸收器围绕直流线连接到笔记本电脑，而射频CM扼流圈则位于音频线和RS232线。缺点：RF CM扼流圈的元件数量多且工作量大。不能防止接地回路。

9 audio  noise  ground  switch-mode-power-supply  groundloops