Questions tagged «operational-amplifier»

有关运算放大器的构造和应用的问题，

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如何通过24V SMPS产生+ -12V双电源
我正在尝试使用24V单SMPS为家用称重传感器变送器供电。我需要使+12、0和-12 V的电压达到50mA。我希望为运放和桥的多个通道供电。 我在印度没有太多的预算和可用的组件。 我有一个想法，要使用1个LM7812和1个LM7912（负）线性稳压器以及一个分压器设置来按照以下电路进行操作。 模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图 这行得通吗？我已经根据其他地方的建议和文章对其进行了修改。 有人给我建议了另一个电路，但我担心运算放大器的当前功能。 模拟该电路 这行得通吗？如果是，请建议合适的运算放大器。 还有其他技术可以经济地完成这项工作吗？
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这是有源差分'示波器探头的良好设计和布局吗？
这个问题是Homebrew差分'scope探针的扩展。我以为我应该提出一个新问题。 我需要测量100Mb / s LVDS信号以检查其完整性。我将尝试使用带宽为600MHz的示波器，但是我需要一个差分探头，而且买不起真正的探头。因此，我设计了使用THS3201DBVT 1.8GHz电流反馈运算放大器的解决方案。 这是我的第一个使用电流反馈放大器的设计，也是我的第一个高带宽设计。我将非常感谢您提供任何反馈意见（双关语，对不起）。 补充：感谢光子建议移除OpAmps输入引脚下方的接地层。这是顶层下面的图层，显示了新的切口。其他层也做了同样的事情。
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为什么该LM324运算放大器不能再现高于特定频率的信号？
这样的电路似乎不乏尝试将R2R用作DAC和运算放大器的电路。放大器 作为输出缓冲区。这些对我来说很有意义，所以我决定尝试构建一个。 我构造了一个稍微简单的电路 模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图 该电路使用以单位增益工作的LM324的单个运算放大器。封装中的其他3个未连接。它由来自台式电源的正轨上的+12 VDC驱动。 “ 4.4k”（2R）电阻实际上只是两个串联的2.2k电阻。 D1-D4使用我编写的波表直接数字合成器在atmega328p上运行。我不会谈论太多，但是微控制器在+5 VDC上运行，因此每条线为0或5 VDC。 R13，Q1和R14只是电路在驱动某种实际负载。该晶体管充当反相放大器。 我最初省略了R10和R12。我得到这样的输出。 CH1-黄色-DAC输出 CH2-蓝色-运算输出 放大器 以这个频率，这是非常合理的。 CH1-黄色-DAC输出 CH2-蓝色-运算输出 放大器 这出乎意料地产生了相移三角波。 此时，我添加了R10和R12。 CH1-黄色-运算放大器的同相输入。放大器 CH2-蓝色-运算输出 放大器 这样可以将输出电压减半，但输出精度更高。理论上，可以使用运算放大器中的增益来弥补这种差异。放大器 但是，它仍然无法在更高的频率下工作。 CH1-黄色-运算放大器的同相输入。放大器 CH2-蓝色-运算输出 放大器 在这种情况下，它不仅会产生相位三角波，而且实际上永远不会使其变为+2.5 VDC或接地。 这是设置的实际照片： 由于我使用的是跳线和面包板，因此DAC可以产生的实际频率应该有一些上限。但是，我的示波器指示的〜60 KHz应该不是太大的问题。LM324的数据表似乎表明1 MHz是运算放大器的实际上限。放大器 以统一的收益。所示的输出波形看起来像是运放内部的晶体管。放大器 饱和或类似的效果。我对运算放大器了解不足。 我可以对电路进行一些更改，以便在从DC到60 kHz的运算放大器输出上准确再现输入信号吗？ 我一直在寻找LM324的数据表： http://www.ti.com/lit/ds/snosc16d/snosc16d.pdf
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具有可调带宽的反相运算放大器电路如何工作？
我的教科书作者要么是书呆子，要么我没有理解简单的运算放大器电路的先决条件。我了解基本的反相放大器是如何工作的，并且了解到由于内部RC电路（米勒C）导致增益如何下降。 我在下面的电路中不了解电阻的值如何改变带宽。由于增益带宽积通常是恒定的，因此该电路必须非常聪明，以在不影响增益的情况下操纵带宽。我附上我的课本解释的完整快照。它说带宽随变化而变化，并给出方程式，但没有说明如何或为什么。请帮助我了解其工作原理。[RRRRRRR
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为什么（麦克风）前置放大器设计倾向于将运算放大器增益限制为最大60 dB？
在查看许多具有专业录音质量的麦克风前置放大器时，我注意到我所研究的每个使用运算放大器（分立或IC）的设计都将运算放大器提供的增益限制为最大约60dB。虽然大多数前置放大器使用另一个阶段（变压器或另一个运算放大器）达到70db甚至80dB，但我想知道为什么他们不仅仅使用第一个运算放大器到达那里。据我了解，会有一些优势： 随着电压增益的增加，信噪比更好， 更简单的音频路径， 零件和成本更少。 它与60dB以上的运放稳定性有关吗？ 这是一个典型的示意图。R12将增益限制为40.1dB。我正在使用这些公式： A = 1 + （RFb/ R我ñ）一种=1+（[RFb/[R一世ñ）A = 1 + (R_{fb}/R_{in}) G一个我ñd乙= 20 * l o g（一）G一种一世ñd乙=20∗升ØG（一种）gain_{dB} = 20 * log(A) 我还注意到，由THAT-Corp生产的完整的麦克风前置放大器IC也具有60dB的最大增益。
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运算放大器逆变器，后跟缓冲器。为什么？
在一个示意图中，我一直试图理解我遇到了以下子电路： 它是一个运算放大器反相器，其后直接带有一个缓冲器。VIN来自微控制器中的DAC，该电路产生的VOUT为负VIN。运放由正极和负极供电（此处未显示）。到目前为止，一切都很好。 但是我没有完全看到在此电路中使用OA2的原理。我能看到的唯一原因是：如果没有缓冲器（OA2），则VOUT上的突然负载会从VIN汲取电流，直到运放OA1反馈调整（大约1µs）。使用缓冲区（OA2）不再是这种情况。我说对了吗？还是我错过了什么？
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为什么LTSpice不能预测运放的振荡？
我正在开发一种电路，用作电子基准测试电源。关于如何测试该电路的更早问题得到了几个非常有用的答案，可以在这里找到：如何测试运放的稳定性？。这个问题是关于如何解释我的模拟和测试结果的。 这是在实验板上进行仿真和测试的电路原理图： LTSpice产生的图表明电路相当稳定。5V上升存在一个1mV的过冲，可在一个周期内消除。如果不进行大量放大，几乎看不到它。 这是使用电路板上的示波器进行的同一测试的快照。电压上升小得多，周期更长，但是测试是相同的；将方波馈入运算放大器的同相（+）输入。 如您所见，存在明显的过冲，可能是20％，然后在高信号持续时间内呈指数衰减到稳定振荡，并且在下降时出现一些轻微的过冲。低信号的高度仅为本底噪声（约8mv）。这与电路关闭时相同。 这是实验板构建的样子： MOSFET在散热器的顶部，通过黄色，红色和黑色导线连接。栅极，漏极和源极。通往小型原型板的红色和黑色电线分别为IN +和IN-，连接至面包板香蕉插孔，以避免功率电平电流通过面包板。测试中加载的电源是密封铅酸（SLA）电池，以避免电源本身出现任何不稳定情况。银跳线是从我的函数发生器中注入方波的地方。左下方的电阻器，二极管等是手动（基于电位计）负载水平设置子电路的一部分，未连接。 我的主要问题是：为什么LTSpice不能预测这种严重的不稳定性？如果这样做的话，将非常方便，因为这样我就可以模拟我的薪酬网络了。就目前而言，我只需要插入一堆不同的值并重新测试即可。 我的主要假设是，IRF540N的栅极电容未在SPICE模型中建模，而我正在驱动一个约2nF的电容性负载，这并未考虑在内。我认为这是不对的，因为我发现模型（http://www.irf.com/product-info/models/SPICE/irf540n.spi）中的电容看起来是正确的数量级。 有什么方法可以使仿真预测这种不稳定性，以便还可以调整补偿网络值？ 结果报告： 好的，事实证明，我为LM358运算放大器使用的LTspice模型很旧，并且不够复杂，无法正确地对频率响应进行建模。由National Semi更新到相对较新的版本并不能预测振荡，但是清楚地显示出20％的超调，这给了我一些帮助。我还更改了脉冲峰值电压以匹配面包板测试，这使得过冲更容易看到： 基于这种“反馈”，我从一致推荐的补偿方法开始，我认为这是支配极点补偿的一个例子。我不确定栅极电阻器是该电阻器的一部分还是第二种补偿方案，但这对我来说至关重要。经过大量的反复试验后，得出以下这些值： 这产生了一个非常稳定的波形，尽管我想尽可能使上升和下降的幅度更大一些，以便更好地测试将在此负载下测试的电源的频率响应。我会稍后处理。 然后，我在面包板上使用了新值，瞧，我明白了： 我对此很激动：) 尤其是由于要适应新组件，我使面包板寄生虫变得更糟而不是变得更好： 无论如何，这个愉快的结局，希望对其他在搜索中找到它的人有所帮助。我知道我会撕掉剩下的那只小头发，试图通过将不同的组件插入面包板来调入这些值：)
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具有运算放大器的反相缓冲器
我知道用运算放大器（作为电压跟随器）制作单位增益缓冲器很容易： 模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图 我也知道，使用运算放大器（反相放大器）来制作反相缓冲器很容易：[R1= R2[R1=[R2R_1 = R_2 模拟该电路 但是，该反相放大器的精度取决于和R 2的精度-如果它们不紧密匹配，则输出将与− V i n有点不同[R1[R1R_1[R2[R2R_2− V我ñ-V一世ñ-V_{in}。 有没有办法用一个不依赖于这些电阻器（例如电压跟随器）精度的运算放大器来制作反相缓冲器？获得高精度电阻器是一个更好的主意吗？
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运算放大器输入电阻？
我读通过数据表为TL064，其中包含16页上的图中： 当然，这是一个仪表放大器，显然使用了反相放大器的输出，而不是上图右下角的地，但真正困扰我的是，直接将100kΩ电阻连接到四个中的三个的同相输入上安培。我不记得在书本或应用笔记中看到带有仪表放大器的电路了，而我使用这三个运算放大器方案制造的所有仪表放大器在没有它们的情况下也能正常工作。 数据表指定10的输入电阻12 Ω，这是大于100kΩ10,000,000倍，因此它似乎没有任何东西添加到已经高阻抗JFET输入。我以为这可能与输入偏置电流有关，但这只是我在黑暗中做出了一个野蛮的尝试。 令人奇怪的是，同一数据表（第18页）中的图26显示了仪表放大器的双运放版本，在同相运放输入端没有 100kΩ电阻！ 上述电路中同相输入端的100kΩ电阻的目的是什么？我是否缺少一些显而易见的东西？
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使用运算放大器减去两个电压
我本质上是一个数字专家，习惯于使用比较器比较两个电压，并根据它们的相对值给出高电平或低电平。 现在，我想从另一个电压中减去一个电压，并将其差值用作输出。 我在以下电路上做电路板，但似乎工作不正确： 我使用两个运算放大器作为电压跟随器，并将它们馈入另一个放大器的反相和同相输入。四通道运算放大器芯片（LM324）具有单电源（9v）。 编辑：请参阅我对已接受答案的评论-我的路线正确，但其中一个输出引脚上有弯曲的引脚。 现在，由于我没有负电源，所以输出不能为负，我真正想要的是输出被+2.5 V偏置，因此，如果两个电位计都设置在中间，则输出将为2.5v，而不是零。我没有在引脚12到地之间增加电阻，而是尝试将4.7K电阻从同相输入（引脚12）连接到2.5v参考电压，这似乎增加了我想要的偏移量。 因此，它现在似乎可以满足我的要求。
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实际反馈电路中的稳定性（相位裕度）分析
因此，我有一个绝妙的主意，那就是在数据采集电路中使用负反馈来控制失调电流。当然，您可以用软件完成此操作，但是消除输入级的失调将减少摆幅，并允许ADC前放大器具有更大的增益而不会出现饱和，从而提高了SNR。 因此，我设计了这个反馈回路，并由我的公司进行了构建。而且它以大约50kHz的频率振荡，这对大多数专家来说并不奇怪，因为我所做的唯一稳定性分析是对我的负反馈进行三重检查。 实际的环路包括一个采样保持放大器（此部分包括和两个R 轨电阻，已在先前的迭代中得到证明），但是振荡仅在跟踪阶段发生，因此我重现了该环路因为它在跟踪阶段存在。C跟踪C跟踪C_{\text{track}}[R跟踪[R跟踪R_{\text{track}} 核心思想是，反馈环路应将OA2的两个输入强制为相同的电压（输出电压除以OA2开环增益），以使的偏移电压被强制为V offset。然后，采样保持切换到保持模式，我获取V out。V出V出V_{\text{out}}V抵销V抵销V_{\text{offset}}V出V出V_{\text{out}} 我在学校学习了增益裕度和相位裕度，但是最近还没有进行任何实践，因此我不确定如何为该真实电路创建波特图。OA1和OA2是OPA2376，而OA3是OPA340。还有其他一些用于电源旁路的连接等，由于我认为它们与信号路径无关，所以我将其省略。但是，请随时询问这些问题是否对稳定至关重要。与供给表示从传感器，它不是一个真正的理想电流源的电流。一世1个一世1个I_1 如何使用非理想运算放大器为此类电路开发波特图，该运算放大器除了由无源元件产生的极点外，还包含重要的极点？只需阅读数据表中的内容并叠加 我很担心，因为振荡频率太低并且接近我想要的通带。 我是否认为相移问题是由运放的转折频率低于10Hz引起的？如果使用电阻器反馈网络，我将截断开环增益，将转折频率向右移动（开环图与新增益相交的地方）？而且相移也会从更高的频率开始吗？ 我的印象是，由于现有反馈，OA1和OA3都具有统一的电压增益（反相）。这使OA2成为问题。什么是对OA2稳定整个环路良好的反馈回路，同时保持偏移误差小，没有稳定时间超过（因为那时我已经切换到保持模式）？还是应该改为调整C tia和/或R 轨迹，以移动现有的磁极而不是创建新的磁极？250个μ 小号250μs250 \mu sCtiaCtiaC_{\text{tia}}[R跟踪[R跟踪R_{\text{track}}
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有源低通滤波器-对什么频率好？
电子艺术第三版（LC巴特沃思滤波器）的附录E 首先说：“ 有源滤波器在低频时很方便，而在高频时不切实际 ”。他们说“ 在100kHz以上的频率，最好的方法是无源LC滤波器 ”（在两种情况下均如此）。 我的第一个问题： 真的吗？ 对于有源滤波器来说，仅仅100kHz的频率已经太高了而无法实用吗？ 我知道具有高带宽和高转换速率的运算放大器可能会很昂贵，在一般情况下使其变得“不切实际”-但是，低通LC滤波器的截止频率为1MHz，T拓扑为1kΩ负载最终需要数百μH的电感器-如果我需要避免失真（磁芯饱和和磁滞），那么该范围内的空心电感器会使整个事情变得不切实际。 问题2将是：对于Sallen-Key二阶低通滤波器来说，小于10MHz的截止频率是否过高？ 模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图 从理想情况的角度进行分析（假设运算放大器始终处于线性工作状态），运算放大器的所有三个引脚都将受到低通输出信号的影响-截止频率<10MHz，这肯定不是问题（带宽或压摆率均无问题）。输入电容应该不是大问题-R约为1k，电容约为几十pF至几百pF-高到足以构成运算放大器的输入电容可忽略不计。 还有其他我要忽略的实际问题吗？如果我想要这样一个有源滤波器，其截止频率在几个MHz左右，我是否现实？（定价不是问题，如果我需要10或20美元的运放就可以了）
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运算放大器振荡器输出奇怪
我正在尝试使用运算放大器构建一个正弦波振荡器，但输出却很奇怪。需要帮助获得纯正弦波输出。 电路原理图： 电路说明： 该电路类似于常规的3级缓冲RC相移振荡器（从此处启发）。运算放大器 U2B，以使U1A放大器电阻（R1，R2和R3）的电阻值以千欧为单位（而不是Kohm为100）。在U2B引脚7（OUT）处观察到振荡器输出。如图所示，两个独立的电源连接得到+ 15V / 0V / -15V。 R3用于改变放大器增益。R4和R5用于改变振荡器频率。目标输出频率为400Hz。 问题： 顶部波形：IC U2B引脚5（同相输入），带GND 底部波形：IC U2B引脚7（输出）wrt GND U2B引脚7（输出）（底波形）处的正弦波的负周期失真。这种失真是某种形式的纹波/电压振荡。是什么原因造成的？＆我如何摆脱它？ 到目前为止，我已经尝试过： 我的第一个猜测是-15V电源存在问题。因此，我更换了电源，但失真仍然保持在负周期内。（我希望如果电源出现问题，则在更换电源后失真应该在正周期内） 更改了IC U2（LM358双运算放大器）。还是完全一样的失真。 更改了IC U1（LM358双运算放大器）。还是完全一样的失真。 如下所示添加了IC U3。U3A引脚1（输出）上的输出是纯正弦波，如Top Waveform（在示波器中）。因此，我从U2B上删除了放大器连接（R1）并将其连接到U3A。然后，U3A的输出也像底部波形（在示波器中）一样失真，并且U2B的波形变成纯正弦波。 如下所示使用了IC U3B。再次，U3A引脚1的输出（输出）失真。 从上面的示意图中，我删除了U3B，仅在U3A引脚1（输出）处增加了1 Kohm负载，再次使输出失真，但这一次失真较低。 问题有点长，但是我想提供尽可能多的细节。我已经为此努力了两天。请帮忙。TIA。 编辑： 正如Bimpelrekkie在评论中所建议的那样，我在每个IC（双运放）附近添加了一个100nF电容器，还在+ 15V / 0v和-15V / 0V之间添加了两个1uF电容器。这对失真没有影响。我还在R2和R3两端添加了22pf电容器。如下所示，这减少了失真，但并未消除它： 正周期：无失真 消极周期：减少但仍然存在-失真 但这不是我要执行的操作，因为它会影响正弦波频率。 还有我之前没有提到的东西，我以为可变电阻器（预设）可能会引起问题，所以将它们短路，但没有成功。 编辑2 ：（已解决问题） 阅读您的评论和答案后，我尝试了以下操作： （实验7）奥林·拉斯罗普（Olin Lathrop）和模拟系统（Analogsystemsrf）的回答（问题在于稳定性/相位裕度，但U2B的输出不接近电源轨（+ 15V或-15V），它是2V至3V的峰峰值集中于峰值0V）的答案提示我要了解稳定性和边距（教程）。因此，我尝试了如下所示的电路： 输出在振荡（因此失真是许多人所表示的振荡），并且它不是稳定的DC输出。因此，我将R13从-15V断开，并连接到+ …
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