Questions tagged «impedance-matching»

阻抗匹配是使一个阻抗等于另一个阻抗的过程。

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为什么通常选择50Ω作为天线的输入阻抗，而自由空间阻抗是377Ω？
为了有效地将功率传送到电路的不同部分而没有反射，所有电路元件的阻抗都需要匹配。自由空间可以看作是另外一个元素，因为发射天线最终应将所有功率从传输线辐射到其中。 现在，如果传输线和天线中的阻抗匹配为50Ω，但自由空间的阻抗为377Ω，那么会不会存在阻抗不匹配的情况，从而导致天线的辐射小于最佳辐射？ 编辑： 据我从网上的答案，文献和讨论中收集的数据，天线充当馈线和自由空间之间的阻抗变压器。论据是：馈电线的功率没有反射，必须流向天线。可以假定天线是谐振的，因此将其所有功率辐射到自由空间中（不考虑热量损失等）。这意味着天线和自由空间之间没有反射功率，因此天线和自由空间之间的过渡是匹配的。 对于接收天线，反向方向也应如此（互易原理）：自由空间中的波（Z0Z0Z_0）撞击到天线上，并且接收到的功率（再次通过阻抗变换）馈送到传输线中。至少在一篇论文中（Devi等人，《用于射频能量收集的宽带377ΩE形宽带贴片天线的设计》，《微波与光学快报》（2012年）第54卷第3期，第10.1002 / mop.26607）提到将377Ω天线与单独的电路相匹配以使其与50Ω相匹配，以“实现宽阻抗带宽”和高功率水平。如果天线通常已经是阻抗变换器，那么需要什么匹配电路？或者，在什么情况下天线也不是阻抗变换器？ 我发现了一些有用的资料和讨论： 克劳斯·卡克（Klaus Karl） 阻抗匹配（http://www.phys.ufl.edu/~majewski/nqr/reference2015/nqr_detection_educational/Impedance_matching_networks.pdf） 论坛讨论中提到了倒F型天线的阻抗变换（http://www.antenna-theory.com/phpbb2/viewtopic.php?t=776&sid=dede0d4127170d16cc3a583ab0929f3e） 关于天线的一些一般性说明8（http://fab.cba.mit.edu/classes/862.16/notes/antennas.pdf）
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传输线末端会发生什么？
假设我想制作一个包含继电器的小部件，以便在两个天线之间切换。发射机有一条同轴电缆传输线，而有两条则分别连接到单独的天线。内部是一个继电器，用于切换中心导体，并且屏蔽层端接在继电器周围的金属外壳中： 模拟此电路 –使用CircuitLab创建的原理图 进一步说，这是在HF下运行的，因此相对于该设备在运行中遇到的最小波长而言，外壳很小。 在点A，阻抗不连续。同轴电缆是，但是在内部，将是其他。在B点，当我们过渡回，还有另一个间断点。因此，这里一定有反射波发生。50Ω50Ω50\Omega50Ω50Ω50\Omega 这会对发射器产生什么影响？会导致可怕的SWR，还是不会？为什么？
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什么可以减少简单方波脉冲发生器上的过冲和振铃？
我建立了一个简单的基于RC和施密特触发器的方波脉冲发生器。在面包板上，由于跳线长度，面包板本身等原因，它具有一些明显的不良质量。 原理图和面包板版本： 并输出波形： 特别是，方波的上升沿有大量的过冲（超过500mV峰值约200mV）和振铃。通过物理触摸R1可以使情况变得更糟。请参阅修改以获取正确的信息。 在寻找解决方案时，我遇到了诸如缓冲和衰减RF电路之类的术语，以及超出业余爱好者薪资等级的事情。 Anindo在回答相关问题时建议，应使用50Ω电阻作为负载。我正在测量第一个施密特触发器（IC1D，在引脚2上）的输出。其余的触发器与220Ω电阻一起使用，可产生大约50Ω的阻抗，但在输出节点上得到的测量结果几乎相同。 这种快速脉冲发生器仅用于我自己的实验/教育，因此没有什么要紧的。如果我决定用它做一个焊接板，我可以做些什么来确保它比面包板表亲更好？ 编辑： 对于先前的屏幕截图和测量，我错误地处于交流耦合模式。这里还有一些屏幕，显示了IC的引脚1和2处的信号（输入三角波位于1，输出平方位于2）。它们现在是直流耦合的。探针始终在X10中，但示波器本身在X1中（全新示波器，哎呀！）。但是，过冲仍然很明显：在0-5V的输出上，过冲（由虚线的白色光标线显示）为2.36V。请注意，输入的过冲仅约为500mV。输入纹波是否是由于面包板上引脚1和2的接近引起的？ 引脚1上的输入（通道2 /蓝色），引脚2上的输出（通道1 /黄色）： 带直流耦合的过冲测量值： 移去电阻器R2并在引脚4（IC1E输出）上进行测量与引脚2上的信号没有明显差异。 我应该提到W2AEW的原始教程/视频，我从那里获得了该电路的信息，但也有一些过冲之处，但程度不尽人意。他的电路焊接在板上，这可能会有很大帮助。 原作者的（W2AEW）波形（在节点OUT处）在5V上可能具有500mV： 原作者的焊接版本： 编辑2： 这是整体设置的图片，包括PSU和示波器的引线长度： 编辑3： 最后，示波器上的VCC（黄色）和OUT节点（蓝色）显示了一致的波动：
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阻抗匹配是否意味着任何实际的射频发射器必须浪费> = 50％的能量？
根据最大功率传输定理，当给定固定的源阻抗时，必须选择负载阻抗以匹配源阻抗，以实现最大功率传输。 另一方面，如果源阻抗不是设计人员无法企及的，而不是使负载与源阻抗匹配，则可以简单地将源阻抗最小化以实现最大效率和功率传输，这是电源的一种常见做法和音频放大器。 但是，在RF电路中，为避免信号完整性问题，反射损耗以及反射引起的大功率RF放大器损坏，必须使用阻抗匹配来匹配所有源阻抗，负载阻抗以及功率放大器的特性阻抗。传输线，最后是天线。 如果我的理解是正确的，则匹配的电源和负载（例如，RF放大器输出和天线）构成一个分压器，每个分压器接收一半的电压。给定固定的总阻抗，这意味着在燃烧和加热RF发射器本身时总是浪费50％的功率。 那么，说阻抗匹配是否意味着任何实际的RF发射器的效率不能超过50％正确吗？而且任何实用的RF发送器必须浪费至少50％的能量？
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我可以将RG316同轴电缆直接焊接到PCB上，而不使用预期的SMA连接器吗？
我有一长段RG-316单屏蔽50Ω同轴电缆，带有5.8 GHz信号，需要将其连接到PCB。尽管相对于大多数同轴连接器而言便宜，但SMA连接器仍然相当昂贵，占用空间且相对较重。该PCB设计用于侧面安装SMA连接器。 我可以用这种直接焊接代替原来的SMA连接器，而又不会引起较大的阻抗失配吗？ 如何改善连接的射频性能？ 接头的机械强度很差，并且聚四氟乙烯绝缘体不能与普通粘合剂很好地粘合。我可以使用不导电的粘合剂（环氧树脂，热胶）保护接头，而不会显着影响其射频性能吗？机械固定它的最佳方法是什么？
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源阻抗终端的重要性是什么？
给定这样的电路： 模拟该电路 –使用CircuitLab创建的原理图 R1的重要性是什么？可以猜到是要使BUF1的输出阻抗等于传输线的阻抗，但是为什么这很重要？如果省略R1会怎样？另一方面会如何影响呢？也许是匹配的负载，开路或短路。也许这是一条传输线，其中不连续。
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放大器和扬声器的阻抗不匹配会使声音失真吗？
我要买一副耳机和一个带内置放大器的音频接口。规格说该放大器的阻抗为“ <30欧姆”。 我想购买的耳机是Beyerdynamic DT 990，其阻抗版本不同。 我只具有电子学方面的资格，足以知道耳机阻抗越高，获得相同功率所需的“放大率”（缺少更好的用词）就越大。 但是，我担心阻抗明显不同会导致声音失真。我并不是在谈论饱和度，而是转移特性的轻微变化，这显然不是我想要解决的问题。 对此主题的任何见解都将受到高度赞赏。
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如何为给定的“差分阻抗”布置PCB走线
这是试图针对以前提出的主题（仅在特定情况下）提出良好的一般性问答。 在为具有指定“差分阻抗”的差分信号对布置PCB板之前，您能描述一下我需要知道的吗？ 差分对用于各种高速串行总线，包括USB，MIPI，RS-422，RS-485，PCI Express，DisplayPort，LVDS，HDMI等。 “差分阻抗”的定义是什么？在PCB板上，是否需要像对电缆中的差分对那样绞合或交替布线？每个长度匹配的迹线的阻抗是“差分阻抗”的一半，还是更复杂？给定最大信号频率，长度匹配必须有多接近？ 可能有帮助的参考文献： 差分对路由 差分阻抗…最终简化了
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平衡/匹配网络问题
我在验证应用笔记（AN068）解释计算Balun值时遇到问题。如果有人可以告诉我我在哪里/哪里做错了，我将不胜感激。 射频部分的摘要： 蓝色部分是DC堵头，C10-L1和L3-C11是Balun，灰色部分是PI网络。IC的（CC2500）数据表将RF_P和RF_N的最佳负载定义为80 + j74 ohm。 在第7页的图6中，它显示了差分电路，下图（图7）显示了将阻抗除以2的单个部分。 “因为值太大，它会忽略直流阻隔上限”。它标记走线以在计算中获取走线的阻抗。20 + j0是戴维南等效阻抗（Zout）。 这是设计的Gerber视图： 该应用笔记建议计算巴伦部件的走线阻抗（从焊盘到焊盘）。两条路径的长度相同。左路径：C9至L3：0.192mm；L3至C11：0.177毫米；C11至C12 = 0.185毫米; 总长度为0.554毫米。迹线的宽度为0.254 mm，gerber文件称FR4的厚度为1.6 mm。该应用笔记称输入2.45Gz的介电常数为4.1，损耗为0.0155。 我将通过Gerber文件和应用笔记测得的值输入NI的行计算器： 它显示135.674欧姆阻抗和2.67941度电长度。 然后如应用笔记所述，在史密斯圆图上，我将源阻抗定义为40 + j37 ohm（蓝色圆圈），将负载阻抗定义为20 + j0 ohm（红色圆圈）（左下侧有一个小电路表示） 。之后，我添加了一条传输线，并从线路计算器中定义了参数（135.674欧姆，2.67941度）（程序不允许输入精确的数字，因此我选择了最接近的可能值）。最后，我添加了带有1pF和1.2nH串联电感的并联电容器，因为最终设计使用了这些值。 但是，它得到了一个不同的史密斯圆图，其阻抗与应用笔记所示的不匹配。 如果为TL的阻抗输入335欧姆，并使其他值保持不变，则会得到匹配。我需要输入奇怪的值才能在线路计算器上获得335阻抗。 我在哪里做错了？ 编辑1：我猜应用笔记说要测量从无线电引脚开始的长度，然后MCU到C9为0.506毫米。总长度为1.06毫米。它只会将电气长度更改为5.12667度，这几乎与我在上面的史密斯圆图上使用4度（在我使用的程序中可能的最小）的史密斯圆图相同。
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有关高速信号的迹线长度匹配模式的问题
我和一位同事就高速信号长度匹配的不同方式进行了讨论和意见分歧。我们以DDR3布局为例。 下图中的所有信号都是DDR3数据信号，因此它们非常快。为了使您感觉到比例，图片的整个X轴为5.3mm，Y轴为5.8mm。 我的论点是，在图片的中间迹线中进行长度匹配可能不利于信号完整性，尽管这只是基于直觉，但我没有数据可以支持这一点。我认为，图片顶部和底部的走线应具有更好的信号质量，但同样，我也没有任何数据可以支持这种说法。 我想听听您的意见，尤其是有关此的经验。长度匹配高速走线是否有经验法则？ 不幸的是，我无法在我们的SI工具中对此进行仿真，因为它很难为我们正在使用的FPGA导入IBIS模型。如果可以的话，我会报告。
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50和75 Ohm同轴电缆之间的阻抗匹配对10 Mbit / s，曼彻斯特编码的信号（20 MHz）的影响
TL，DR： 这是很多文本，因为我已经包含了大量的背景信息。但是，最终会有一个很好且精确的问题：当连接不同阻抗（例如50Ω和75Ω）的电缆时，我应该使用阻抗匹配网络吗？可能的答案可能会以“这取决于...”开头，这就是为什么我首先提供大量背景信息的原因。 介绍 我想摆脱沿着房子楼梯扔下的以太网电缆。我最初为卫星电视安装的现有备用同轴电缆似乎很有希望作为一种替代方法，干净地隐藏在墙壁中。就在我正要购买合适的小盒子对的Ethernet-over-天线式同轴电缆（75Ω，能够像270 Mbit / s的），我记得10base2-老式的BNC / RG58同轴以太网系统，认为10 Mbit / s足以满足我的需求。具有BNC连接器甚至是精美的“以太网转换器”（同轴到双绞线）的集线器的二手市场仍然非常好。我唯一不确定的是阻抗问题。10base2使用带有RG58电缆的50Ω安装，几乎所有用于家庭天线系统的同轴电缆（例如我的卫星电视备用电缆）的阻抗均为75Ω。 我现在很高兴地报告10base2足够坚固，可以处理通过10 ... 20 m不适当的75Ω同轴电缆的滥用。在那里，我修好了！好极了！ 但是... 我仍然很好奇我所做的黑客攻击是否真的很糟糕（例如：仅仅勉强够好）甚至是完全可以接受的。我用示波器看了信号。设置是这样的： 同轴电缆的50Ω和75Ω段之间没有任何匹配，结果表明反射噪声非常明显。尽管存在此缺点，但“眼睛”仍然张开，解码器可以高兴地完成工作，从而导致数据包丢失恰好为零。 我们正在查看由示波器附近的以太网集线器发送和接收的信号的组合。从“干净”的部分来看，传输的信号大约有 1.9 V pkpk，接收到的信号为1.6 V pkpk。如果可以安全地假设两个驱动器的输出幅度相同，则我们甚至可以计算电缆引入的损耗：20×log（1.6 / 1.9）dB = 1.5 dB。足够好了，因为对于15 m的典型同轴电缆（6.6 dB / 100 m）的计算得出1 dB。 当在同轴电缆的75Ω部分的近端或远端插入匹配网络时，噪声会大大降低。看起来像这样（本来源的版权）... 随着匹配网络的近端 ……，仍然有可见的反射从不匹配的远端传回。 在远端有匹配网络的情况下，在集线器和标记为“附近”的不连续处之间相对较短的50Ω电缆上也必须存在反射，但是正如我从朋友那里了解到的那样，示波器无法“看到”它们，因为它们被驾驶员吸收了。而且，“远”驱动器的一部分信号会被反射并沿75Ω电缆传播回去，并终止于远端的匹配网络： 与无与伦比的设置相比，来自远端的信号幅度大约减半了（-6 dB），这与预测网络上5.6 dB的损耗及其“看起来”的阻抗的理论非常吻合。入。 以上所有工作，即在近端或远端都没有匹配网络或一个匹配网络。“工作”是指我可以ping -f在数小时内完成工作，而不会丢失一个数据包。 现在，为什么不在“近” 和 “远” 使用两个匹配的网络？好吧，10base2设计用于RG58的最大长度为185 m，损耗为6.6 …
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将50 Ohm源端接到1M Ohm示波器输入中
由于购买一些装备数个月外，我现在面临着连接高速，高达1GHz，光检测器，需要一个50的任务负载阻抗，但我只示波器提供1M Ω输入阻抗。ΩΩ\OmegaΩΩ\Omega 我可以通过三通和终端器进行连接吗？还有其他选择将检测器连接到示波器吗？ΩΩ\Omega
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在什么长度的电缆上匹配电缆两端的阻抗变得重要？
我正在为PMT建立一个基础，该基础输出宽度<= 1 µs的脉冲。在Hamamatsu的PMT手册中，在pg上有说明。112（重点是我的）： 当使用非快速响应类型的光电倍增管或使用短长度的同轴电缆时，在光电倍增管一侧不一定需要阻抗匹配电阻。 为什么电缆长度会影响对端接电阻的需求，并且在光电倍增管一侧具有阻抗匹配电阻的长度会开始变大（对于RG-174）？
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天线匹配网络拓扑
在调谐天线时，有多种可能的拓扑结构会将其带到史密斯圆图的中间。 我可以看到它们之间的一些差异是： 组件ESR（损耗）。 组件公差的影响。 产生的天线带宽。 例如： 替代品1“ LpC” 备选2“ LpL” 备选项3“ LsCp” 您会选择哪一个？为什么？
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边缘耦合共面波导与地面的阻抗
如何计算带地缘耦合共面波导的差分阻抗？ 我在网上找不到免费的计算器，所以我写了一个小程序来计算边缘耦合CPWG的阻抗，并将示例计算的结果与可以在http://www.edaboard.com上找到的值进行比较。 /thread216775.html#post919550（Si6000 PCB控制阻抗场求解器的屏幕截图）。由于某种原因，我的结果似乎是错误的。 因此，我尝试使用相同的解决方案进行以下手动计算。我哪里做错了？ 我使用了Rainee N.Simons（2001）的共面波导电路，组件和系统中的方程。边缘耦合的CPWG可以在第190-193页找到。 我的计算 让 ħ = 1.6 ，小号= 0.35 ，W= 0.15 ，d= 0.15 ，ϵ[R= 4.6h=1.6,S=0.35,W=0.15,d=0.15,ϵr=4.6h = 1.6, S=0.35, W = 0.15, d = 0.15, \epsilon_r = 4.6。 r =dd+ 2 秒=317r=dd+2S=317r=\frac{d}{d+2S} = \frac{3}{17} ķ1个=d+ 2 秒d+ 2 秒+ 2 瓦=1723k1=d+2Sd+2S+2W=1723k_1 =\frac{d+2S}{d+2S+2W}=\frac{17}{23} δ={（1 -[R2）（1 -ķ21个[R2）}1 / …
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